жения с полярностью, противоположной предыдущей, открывается второй диод выпрямителя и конденсатор .С подзаряжается.

Хотя ток заряда-конденсатора в данной схеме отличается от того, который был использован в § 7.7 для определения потерь мощности в диодах выпрямителя, результат подсчета самих потерь мало отличается от (7.58), так как коммутационными потерями мощности в диодах данной схемы преобразователя можно пренебречь. Поэтому определяют потери в диодах по (7.58).

Разряд конденсатора выпрямителя на нагрузку в течение времени смены полярности выходного напряжения инвертора приводит к небольшому спаду напряжения. При расчете полного перепада напряжения на выходе выпрямителя им, как правило, пренебрегают. В этом случае ток конденсатора, равный /д - за время Гр д уменьшит выходное напряжение на г„

р.Д

А с

Гр.д-т,(1-е->)

(13.52)

где Ti - наибольшая из постоянных времени тит,.

Из-за коммутационных процессов в данной схеме преобразователя напряжения динамические потери мощности в транзисторах инвертора получаются малыми, ими, как правило, пренебрегают. Остальные расчетные соотношения для данной схемы преобразователя получаются такими же, как и для идеализированной схемы.

§ 13.7. Потери мощности

в преобразователе напряжения

Ранее говорилось, что современные преобразователи напряжения имеют малые потери мощности и соответственно высокий к. п. д. Поэтому они получили широкое распространение в современных источниках питания радиоаппаратуры.

Однако малые потери в преобразователе получаются не сами по себе, а благодаря проведению комплекса мероприятий, направленных на их снижение. Наиболее важными из них являются выбор схемы преобразователя, выбор радиодеталей и других компонентов преобразователя, оптимизация параметров преобразователя н режима работы его элементов.

Влияние режима работы на потери в преобразователе проследим на примере определения потерь мощности в транзисторах инвертора, входящего в преобразователь. Потери мощности.в транзисторе складываются из потерь в режимах насыщения и отсечки, а также из потерь на переключение или коммутационных -потерь. Последние еще называют динамическими потерями.

Потери мощности, соответствующие режимам насыщения и отсечки транзистора, были определены в гл. XI. Приведенные там выражения для вычисления коммутационных потерь остаются справедли-

выми и для силового транзистора преобразователя. Воспользуемся этим и вычислим коммутационные потери в одном из силовых транзисторов усилителя мощности, работающего на двухфазный выпрями-. тель, нагрузка которого начинается с емкости (рис. 13.11, а). Эти потери мощности связаны со сквозными токами, возникающими при переключении транзисторов.

В § 13.4 было показано, что транзистор усилителя мощности проводит ток в течение интервала времени, большего, чем полупериод генерируемого в преобразователе переменного напряжения. Этот интервал превышает полупериод на величину, равную, сумме времен рассасывания неосновных носителей в транзисторе инвертора и диоде выпрямителя.

Запирающийся силовой транзистор в течение времени Гр., находится в состоянии насыщения. В течение времени Гр д напряжение между коллектором и эмиттером силового транзистора преобразователя мало отличается от напряжения насыщения, так как конденсатор выпрямителя, разряжаясь через еще не запертые диоды выпрямителя, поддерживает на всех обмотках трансформатора напряжения, близкие к тем, которые были при насыщении силового транзистора. По этим причинам коммутационные потери, возникающие при запирании силового транзистора; .относительно невелики.

Отпирающийся транзистор в противоположность запирающемуся находится в течение времени Гр, -\- Гр.д под большим напряжением, его ток успевает нарасти до значительной величины. Поэтому коммутационные потери в нем относительно велики. К запертому силовому транзистору инвертора прикладывается напряжение Е^, равное в двухтактной схеме 2£п, так как оно складывается из напряжения первичного источника и напряжения на неработающей в данный момент первичной полуобмЬтке силового трансформатора. В мостовой схеме инвертора напряжение £3 в два раза, меньше и равно £ . На открывающемся транзисторе напряжение между коллектором и эмиттером остается равным £3.

Подсчитаем потери мощности, возникающие в транзисторе при его отпирании. Ток отпирающегося транзистора согласно § 13.4 определяется выражением

к2

-а-to) IX,

(13.13)

Энергия, выделяющаяся в отпирающемся силовом транзисторе за время Гр., + Гр.д

= hlnE, [Гр., -f Гр.д - т, (1 - е- (Р-+ Р-д)/т)]. (13.53)

Средняя за период мощность, соответствующая этой энергии, дает коммутационные потери, сопутствующие отпиранию транзистора:

/акомм = Ла/2Г = /, £з/тЛ[(7Р.т-+7р.д)/Тт- 1 + + e-( д+Vт)Лт], / £з/t,0,5ф(Гp.,-fГp.д)Vт^ (13.54)

Вычисление коммутацио1П1ЫХ потерь, сопутствующих запиранию силового транзи(5тора, производится аналогично. Падение напряжения иа транзисторе берется равным rjy, ток определяется выражением (13.15) на этапе рассасывания неосновных носителей заряда в базе транзистора и выражением (13.19) на этапе рассасывания заряда в диоде. Результат интегрирования произведения /kiksi представляется сложным многочленом, но после ряда упрощений ему можно придать следующий вид:

/окомм rJU [ (1 +ф)%.х+ 1.54Гр. д - 0,5 (/4-2) т,]. (13.55)

Как и следовало ожидать, из-за малости произведения г / в сравнении с £3 результат, даваемый (13.55), заметно меньше получаемого от (13.54). Поэтому часто коммутационные потери, получающиеся при запирании транзистора, не учитывают, а считают мощность, рассеиваемую транзистором, равной сумме мощностей потерь в насыщенном и запертом состояниях, а также коммутационных потерь при отпирании. При выборе установочной мощности транзистора вводят некоторый запас, который перекрывает неучтенные потерн мощности.

Похожие результаты получаются и при подсчете мощности, выделяемой в силовых транзисторах других схем преобразователей и инверторов. Для сравнения схем по мощности, выделяющейся в транзисторе силовой цепи, выражению (13.54) можно придать следующий вид: . .

/комм IKOMM /кц/з/Т|комм, (13.56)

где коэффициент-комм учитывает особенности схем в отношении коммутационных потерь мощности в транзисторе. Для рассмотренной схемы усилителя мощности, работающего на выпрямитель с нагрузкой, начинающейся с емкости,

/г , .0,5/гф(Гр.,--Гр. т?. (13.57)

Для других схем преобразователей и инверторов, упоминаемых в данном разделе, значения коэффициентов к^т приведены в* табл. 13.1.

Сравнение схем инверторов по коммутационным потерям мощности в. силовых транзисторах показывает заметное их уменьшение при включении элементов, ускоряющих коммутацию {Rq и С на рис. 13.18) или предотвращающих насыщение силового трансформатора (промежуточный трансформатор на рис. 13.13). В инверторах, стоящих в преобразователе, коммутационные потери, в силовых транзисторах оказываются несколько меньшими при нагрузке выпрямителя, начинающейся с емкости, чем при нагрузке, начинающейся с индуктивности.

К. п. д. силовых трансформаторов преобразователей и инверторо'в достигают 85-90% при мощности порядка 10 Вт и 95% при мощности 100 Вт. Потери в силовом трансформаторе можно снизить повышением частоты переключения инвертора. При этом удельные потери в сердечнике трансформатора возрастают, но они растут медленнее, чем вес сердечника. Поэтому к. п.. д. трансформатора повышается. Однако коммутационные потери в транзисторах инвертора и диодах выпря-

мителя с ростом частоты коммутации повышаются. Таким образом, для каждого преобразователя существует оптимальная частота коммутации, при которой к. п. д. становится максимальным. Значение этой частоты зависит от параметров элементов, входящих в преобразователь. При проектировании преобразователей после выбора элементов схемы всегда следует определять и частоту переключений.

Таблица 13.1

Значение коэффициентов коммутационных потерь мощности в силовых транзисторах инверторов и преобразователей

Схема

Инвертор с насыщающимся трансформатором (рис. 13.4)

Инвертор с насыщающи.мся трансформатором и дополнительными резисторал ! (рис. 13.18)

Инвертор с переключающим трансформатором (рис. 13.21)

Усилитель мощности (ркс. ]3.5,а)

Инвертор с насыщающимся трансформатором в преобразователе (рис. 13,23,й)

Инвертор с насыщающимся трансформатором и дополнительными конденсаторами в преобразователе (рис. 13.18)

Усилитель мощности в преобразователе (рис. 13.11,а)

Усилитель мощности в преобразователе (рнс. 13.1 !,а без конденсатора Q в фильтре)

.0,6 .0,3 0,45

0,5 + кф 0,\ (1 +кф) 0,5

:0,5

{Тс - Гр.д)

1тТ Г;

.0,э/еф---

=0,25/гф

L \ Гт

Тт - 2 7р.д

р.д

Кпд преобразователя в целом подсчитывают как произведение трех частных к. п. д.: инвертора - т1 ; трансформатора - х\,\ выпрямителя- - г|в:

г1 = riTiTi.

(13.58)

Частные коэффициенты полезного действия звеньев преобразователя в соответствии их определениям равны:

для инвертора ri

Р„ + /д + Рс+.

Pn + Pjl

для трансформатора Пт= ppjplW

для выпрямителя = р^ р~

(13.59)

(13.60) (13.61).

В этих формулах обозначено: Р„ ~ мощность, выделяющаяся в нагрузке преобразователя; Р, - мощность потерь в диодах выпрямителя- Р - мощность потерь в сердечнике трансформатора: Р„ -

Тлощность потерь в обмотках трансформатора; Р^р - мощность потерь во всех транзисторах инвертора; Pc - мощность потерь во вспомо- гательных цепях преобразователя, таких, как цепи возбуждения, цепи смещения №V. д.

Правильный выбор элементов схемы преобразователя, режимов их работы позволяет достичь довольно высоких значений к. п. д. У современных преобразователей он получается от 80 до 90%.

§ 13.8. Структурные схемы вторичных источников - питания с преобразователями напряжения

Как уже отмечалось, применение преобразователя напряжения во вторичных источниках питания (ВИП) позволяет получить не только ряд необходимых вторичных напряжений из одного первичного, но и повысить стабильность вторичных напряжений в сравнении с первичным. Выходное напряжение существующих первичных источников электропитания в процессе эксплуатации меняется. У большинства из них колебания напряжения лежат в пределах ±: (10 20)%. Допустимые колебания напряжения питания большинства радиоустройствпочти на порядок меньше и равны ±(3 -4- 5)%, а для отдельных каскадов, наиболее чувствительных к изменению напряжения питания, и того меньше, - всего ±(0,1 - 0,5)%.

Отсюда вытекает необходимость стабилизации выходных напряжений ВИП. На рис. 13.21, а представлена структурная схема источника с централизованной стабилизацией выходных напряжений преобразователя. Здесь стабилизируется входное напряжение инвертора И с помощью входного стабилизатора ВхСт.

На выходе выпрямителей преобразователя By - Б,- получается вторичное напряжение, нестабильность которого допустима для большинства нагрузок. Фильтры выпрямителей ФВу - ФБ,- обеспечивают требуемую степень фильтрации выходных напряжений.

Если для некоторых нагрузок требуется напряжение питания с меньшей нестабильностью, чем та, которую обеспечивает входной стабилизатор ВхСт, то в соответствующую выходную цепь включают дополнительный выходной стабилизатор ВыхСт^- На рис. 13.21, а такой дополнительный стабилизатор включен в цепь нагрузки, потребляющей ток / 2 при напряжении / п.

Поскольку цепь обратной связи ЦОС получает сигнал ошибки со входа инвертора, то стабилизатор ВхСт поддерживает близким к эталонному напряжение на входе инвертора. Изменения тока нагрузки / или / г будут приводить к колебаниям выходных напряжений или f/ i из-за возрастания (или убывания) падений напряжения на диодах выпрямителей и транзисторах инвертора, но стабилизатор ВхСт на эти изменения реагировать не будет. Конечно, имеется в виду, что выходное сопротивление самого стабилизатора очень мало.

Таким образом, в данной структурной схеме стабилизированного преобразователя не удается получить малые нестабильности по всем выходам. Помимо этого, в ней существует и некоторая завязка между всеми выходами из-за общих для них элементов схемы. Такими об-

щими элементами, не охваченными обратной связью, являются инвер' тор, силовой трансформатор и выпрямители со своими фильтрами.

Поэтому выходной стабилизатор включают иногда и в ту выходную цепь, ток которой меняется сильно или имеет импульсный характер. Иначе, на выходные напряжения всех остальных каналов нало-жатся изменения, пропорциональные току этого канала. При импульс-

ЦОС

и

И

ЦОС

ЦОС

ФВс

И

[Г

I

ЦОС

Рис. 13.21

и HII HI

,HOM токе такие изменения имеют вид серий затухающих колебаний, порождаемых передними и задними фронтами импульсов.

В качестве входного стабилизатора можно применять как линейный, так и импульсный. В первом случае к. п. д. преобразователя будет ниже, но зато нет необходимости вкл1бчать фильтры Фу и Фг, защищающие первичную цепь и инвертор от импульсных помех, .создающихся в ключевом стабилизаторе. Значительно лучше у линейного стабилизатора в сравнении с ключевым и качество переходного процесса.

В рассмотренной структурной схеме входной стабилизатор пропускает через себя суммарную мощность всех нагрузок преобразователя. Из-за этого он получается относительно громоздким.