Главная  Катушки с ферромагнитным сердечником 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 [ 94 ] 95 96 97 98 99 100

Фактическая степень насыщения транзистора получится большой. Для транзистора с минимальным значением р она равна -

ф=бЛш/к =03. 35/2.06 = 5.1.

а для транзистора с максимальным значением р

йф=0.3-100/2.06=14,6. ,

Теперь определим амплитуду коммутационного всплеска /ктк по (13.27)

/ктЕ = /кн(ф+2)/3 = 2,6.(7.116,2)/3 = 4.8 4-11,1 А.

Амплитуда ьсплеска получилась много большей, чем допускается для выбранного типа транзистора. Таким образом, в выбранной схеме инвертора транзистор ГТ905А работать не может. Чтобы облегчить условия работы транзистора, следует применить какую-нибудь из схем. улучшающую коммутационные процессы. Выберем схему рис. 13.14. содержащую четыре ограничительных диода.

Время рассасывания неосновных носителей заряда в базе транзистора при переходе к схеме с диадами несколько возрастет в.сравнении с (13.18). так как выход транзистора из насыщения происходит в данной схеме без увеличения тока коллектора. Ток запирающегося диода будет в улучшенной схеме определяться не выражением (13.20). а током только одного транзистора, ибо отпирание второго диода происходит после запирания первого.

Не приводя выкладок (они выполняются по методике, изложенной ранее), ограничимся сводкой расчетных формул для схемы с улучшенной коммутацией. Так, время рассасывания заряда неосновных носителей в базе транзистора для схемы инвертора (рис. 13.14)

7р.х-т1п[2у(ф+1)] аналогичное время для диода

р. - О.ЗК +1.2T;/(fe+l) при < 7т^/(йф +1) Гр..д-=131тЛт;)2/(йф+1)2 при т^>7т;/(/гф+1)

и, наконец, для максимума обратного тока диода имеем

/тд--/р[1-31К\(ф+0/т-1]-

Здесь постоянная времени х', учитывает увеличение инерционности системы защитные диоды - транзистор в сравнении с инерционностью одного транзистора. Шунтирование промежутка эмиттер - база транзистора емкостью запертых диодов приводит к замедлению запирания транзистора. Однако в большинстве случаев возрастание инерционности невелико.

Фактическая степень насыщения транзистора в нашем случае лежит в пределах 5,1 -г- 14.6. Для данных величин, пренебрегая возрастанием инерционности схемы, хюлучим:

1) Гр.,=0,3 1п (1.67-bl.87) = 0,153-f-0,19 мкс.

2) Гр.д=0.135-Ь 0,068 мкс.

3) /тд = 10 .(1,58-=-2.5) =15,8-25 А.

Выбросы в импульсах коллекторных токов в данной схеме отсутствуют, поэтому амплитуды импульсов равны 2,06 А. Такую же величину имеет ток первичного источника.

По (7.75) найдем величину мощности потерь в каждом из диодов выпрямителя:

Рд = 0.5/о{/пр--Рд.комм = О.Б. 10- l-f 1,13=6.2 Вт.

Полученная величина меньше допустимой для данного типа вентиля. Поэтому можно применить диод 2Д213 в рассчитываемом преобразователе.

Стремясь уменьшить количество типов полупроводниковых приборов, выбираем все ограничительные диоды типа КД4И с допустимым прямым током 1 А, допустимым обратным напряжением 400 В и постоянной времени 1,1 мкс.



/7 +

Рассчитаем энергетические показатели преобразователя. Для этого нужно определить потери мощности во всех элементах его схемы:

1. Потери мощности в дросселе выпрямителя с сопротивлением обмотки 0,03 Ом равны 0,03-102= 3 Вт.

2. Потери мощности в вентилях выпрямителя уже определены и равны для двух диодов 12,4 Вт. Поскольку мощность, отдаваемая выпрямителем в нагрузку, составляет 10 -6,3 = 63 Вт, то для к. п. д. выпрямителя

= 63/(63 +12.64-3) = 63/78.6 = 0,805.

Общая- мощность, пот)зебляемая выпрямителем (знаменатель последней дроби), равна 78,6 Вт.

3. К. п. д. трансформатора примем равным 0,97 и тогда потери мощности в нем составят (1-0,97)-78,6 = 2,36 Вт. Трансформатор забирает от инвертора мошлости 2,36 + 78,4 = 80,76 Вт.

. 4. Потери в транзисторах инвертора в режиме с улучшенной коммутащ1ей подсчитываются по соотношению

Р = t/кнкн 0,5, где fi-f -число транзисторов в инверторе. Для, рассматриваемого инвертора получаем

P.jp = 0,5-2,06-0,5-2= 1,03 Вт. Помимо потерь мощности в коллекторных цепях транзисторов в выбранном инверторе часть мошности затрачивается в цепи возбуждения. Эта мощность Рвозб = ТбтУбт- Включив Б цепи fig

баз транзисторов для ограничения -

тока базы резисторы с сопротивлением 5 Ом, получим t/бт I )- TpJ = l6mR+ Убэ- 0,3-5+0.7= = 2,2 В и Реозб= 2-0,3.2,2 = = 1,32 Вт.

Таким образом, от первичного источника инвертор потребляет мощность, равную 80,76 + 2,06 + -f. 1,32 = 84,4 Вт. К. п. д. инвертора 80,76/84,4 = 0,96.

5. Итоговый к. п. д. преобразователя составляет 0,96 х 0,97 х X 0,805 = 0,746. Основные потери Рис. 13.23

в данном случае происходят в выпрямителе из-за большого прямого падения напряжения на его вентилях.

Пример 2. Рассчитаем преобразователь напряжения, предназначенный для работы от сети с напряжением 24, В и создающий на своем выходе напряжение 16 В при токе нагрузки 0,5 А. Мощность на выходе преобразователя невелика (16- 0,5 = = 8 Вт), поэтому можно выбрать схему с самовозбуждающимся инвертором. Имея в виду повышение частоты колебаний инвертора, возьмем его схему с улучшенной коммутацией, с переилючающим трансформатором.

Напряжение на нагрузке в сравнении с прямым падением напряжения на выпрямительных, диодах относительно велико, можно в выпрямителе применить мостовую схему. Нагрузку выпрямителя исходя из малых заданных пульсаций выбираем начинающейся с емкости. Таким образом, схема преобразователя .получается такой, как показана на рис. 13.23.

Перейдем теперь к выбору полупроводниковых приборов. Для этотб определим требования к этим приборам. К Диоду мостового выпрямителя прикладывается обратное напряжение, примерно равное выпрямленному. В нашем случае это 16 В. Прямой ток диода должен быть больше тока нагрузки, т. е. больше 0,5 А.

Выбираем диод ДЗЮ с малым прямым падением напряжения. Его данные: допустимый прямой ток 0,5 А, допустимое обратное напряжение 20 В, прямое падение напряжения 0,57 В, порог выпрямления 0,4 В, внутреннее сопротивление 0,3 Ом и постоянная времени 0,3 мкс.

Напряжение, прикладывающееся к запертому транзистору инвертора, в два раза больше напряжения источника, т. е. 2 -24 = 48 В. Ток насыщения транзистора должен быть больше/о£о/£п = 0,5-16/24 = 0,33 А. Выбираем в качестве ключей инвертора транзисторы КТ608Б, у которых максимальный ток коллектора 0,4 А,

Л,-(ЛЗЮ)


Т^-Тг(КТ608е)



допустимое напряжение коллектор -эмиттер 60 В, допустимое напряжение база - эмиттер 4 В, р = 50 -н 160, постоянная времени 0,8 мкс, напряжение коллектор - эмиттер в насыщенном состоянии 0,3 В, при /к„ = 0,4 А и степени насыщения, равной пяти. При повышении степени насыщения до десяти Lkh снижается до 0,15 В. Напряжение между базой и эмиттером у этого транзистора при насыщении ({/бн) не более 0,75 В.

Определим теперь напряжения на обмотках силового трансформатора. На вторичной обмотке следует обеспечить напряжение, равное сумме вьтрямленного и прямого напряжений на двух диодах мостовой схемы, т. е.

t/2m = £o + 2{/ p= 16-1-2 0,57= 17,14 В.

На первичной обмотке получится напряжение, равное разности напряжения первичной сети и напряжения на насыщенном транзисторе

£im = £n-tKH=24-0,3 = 23,7 В.

Коэффициент трансформации у силового трансформатора должен быть равен Пс = 17,14/23,7 = 0,734. Уточненное значение тока коллектора-

* /кн=/оПс = 0,5.0,734 = 0,367 А,

т. е. меньше допустимого. Ток базы силового транзистора инвертора должен превышать

бт > кн/Pmin = 0,37/50 = 0,0074 А.

Выбираем ток базы./бт - 0,037 А. Фактическая степень насыщения транзистора при таком токе составит

фтт = /бтРпйп/кн = фтах = бтРшах/кн =

Перейдем к расчету цепи возбуждения транзистора. Выберем напряжение на вторичной обмотке переключающего трансформатора t/бт Равным 2,5 В, что больше напряжения база - эмиттер при насыщении почти в три раза. Тогда сопротивление резистора

n. t/6m-t/6H 2.5-0,75 /бн ~ 0,037

Полное сопротивление промежутка база - эмиттер транзистора в насыщенном состоянии соответственно равно 0,75/0,037 = 20 Ом.

Выбираем коэффициент трансформации переключающего трансформатора Тр flu = 0,5, тогда напряжение на его первичной обмотке должно быть равным 5 В, по ней будет протекать ток Ig = /бт п= 0,0185 А. Отсюда получаем пересчитанное в первичную обмотку сопротивление базовой цепи

?б = г/бт/( п/в) = 5/0,0185 = 270 Ом.

Пусть напряжение на вспомогательной обмотке трансформатора Tpi будет в два раза больше, чем напряжение на первичной обмотке Тр, т. е. равным 10 В. Тогда сопротивл€ние ограничительного резистора

--Гв--Ш85

Составляющая коллекторного тока силового транзистора-инвертора, идущая на возбуждение, получается много меньшей составляющей, идущей во вторичную обмотку и затем выпрямляющейся:, к = в^в'т! = (10/23,7) 0,0185 = 0,008 А.

При насыщении переключающегося трансформатора составляющая тока коллектора силового транзистора, идущая на возбуждение, возрастет до

/к = (1/е/7?в)/в/£т1 = 0,0159 А.

Таким образом, рост тока коллектора силового транзистора, получающийся при насыщении переключающего трансформатора, настолько мал, что изменение



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 [ 94 ] 95 96 97 98 99 100

© ООО "Карат-Авто", 2001 – 2018
Разработчик – Евгений Андрианов