Это выражение определяет как выходную, так и регулировочную характеристики силовой цепи. Его удобнее записать в следующем виде:

E, = E(T-%)lT-hr, (7.39)

рде г = \/g - зарядное сопротивление.

Данные характеристики представлены на графике рис. 7.13 семейством прямых. Параметром семейства является регулируемое отношение Ь/Т. Выходное сопротивление такого выпрямителя равно г при любом значении отношения %/Т.

В течение паузы между выпрямляемыми импульсами дроссель, находясь под воздействием постоянного напряжения £0 сохраняющегося на конденсаторе С, стремится перезарядиться. Его ток, начинаясь с положительного значения /е, стремится к отрицательному значению -Eg. Однако для отрицательных токов диоды

- Д4 закрыты, перезарядиться дроссель не может. Если до окончания паузы ток разряда станет равным нулю, диоды закроются, разряд дросселя прекратится. Ток нагрузки после этого поддерживается разрядом конденсатора С. Импульс напряжения следующего полупериода вызывает новый зарядный импульс тока в дросселе и т. д. Таким образом, если дроссель успевает разрядиться за интервал, меньший 6, то его- ток становится прерывистым.

Все полученные ранее соотношения верны лишь для режима непрерывного тока в дросселе. Для получения такого режима индуктивность дросселя должна быть больше некоторой критической величины. При индуктивности дросселя, равной критической, ток разряда iit) к концу разрядной части периода (/ = 6) становится равным нулю.

Приравняв 1т нулю в первом из выражений (7.36), получим уравнение, из которого можно найти критическую индуктивность дросселя:

£g(e-e/T e-r/T)/(i e-r/T) £g = 0. (7.40)

Заменим в этом уравнении экспоненты тремя первыми членами ряда:

е- = 1-x-f 0,52-... (7.41)

и тем самым превратим его из трансцендентного в линейное. Такая замена допустима на том основании, что сопротивление г мало (оно определяет потери в выпрямителе) и постоянная времени т всегда значительно больше как полупериода коммутации Т, так и разрядного интервала 6. Решение полученного линейного уравнения при замене в нем Eq выражением (7.39) имеет следующий вид:

Ofi OjS

Рис. 7.13

.о,5Т[£е (г-е)/(/оГ2)-г].

(7.42)

Только при L > запас энергии, накапливаемый дросселем при заряде, достаточен для подпитки нагрузки в течение всей разрядной части периода. Если L Ь^р, то токи в обмотках трансформатора имеют практически прямоугольную форму, а токи диодов - ступенчатую. Для этого случая легко определить их средние и действующие значения:

hcp = nIoiT-B)/T; h = nhV(T-b)IT; /д. CP = 0,5/0 [1-6/(27)]; /д-0,707/о 1/1-6/(27).

Габаритная мощность трансформатора

. 1/Л,р = EJx Eh = EIo [Т - Q)/T = £0/0 (7.44)

будет равна мощности, выделяющейся в нагрузке, что является характерным для выпрямителя напряжения прямоугольной формы. Обратное напряжение на каждом из вентилей мостовой схемы получается равным Е.

Поскольку при расчете была принята модель диода с порогом выпрямления,*то мощность, выделяющаяся в каждом из диодов выпрямителя, равна

д = д.ср + -в/д = 0,5£ р/о[1 -e/(2r)]-f 0,5r,/g[l -6/(2Т)]. (7.45)

Рассчитаем пульсации на выходе выпрямителя. Гармонический состав выходного напряжения можно определить с помощью соотношений, полученных для фильтра в § 6.10. Однако они приводят к более сложным расчетным формулам, чем излагаемый далее приближенный метод.

Линеаризируем законы нарастания и спадания тока дросселя (7.37). В практических схемах постоянная времени цепи всегда значительно больше полупериода выпрямляемого напряжения, а это позволяет ограничиться всегда двумя членами в ряде (7.41), что дает линейно меняющиеся токи:

ii{t)Io + E6{2t-T + B)/(2Ln к{П^1о-Е{Т-Щ{2Г-Щ2ЕТ). . -

Постоянная составляющая тока дросселя /о протекает по сопротивлению нагрузки. В конденсатор С ответвляются практически полностью все переменные составляющие тока it - /о- Поэтому для напряжения на конденсаторе будем иметь:

ПО=И'% + ь-где t/i и - постоянные интегрирования.

При t = Т - е первое из выражений (7.47) должно давать то же значение напряжения на конденсаторе, что и второе при / = 0. Из этого условия найдем, что постоянные интегрирования f/j и равны.

Максимума напряжение на конденсаторе достигает при f = = е/2- При t = 0,5(Т- е) выходное напряжение Ui{t) минимально.

Определив из (7.47) U max и (/ min. находим полный коэффициент пульсаций на выходе выпрями- . теля:

kj, = {U max - и rnm)/{2Ef)) -

= Е6{Т- е)/(£о16LC). (7.48)

Так как Eg = hR + 2Е„ор, вании (7.38) имеем

то на осно-

Eo = E(T-6)R/[T iR + r)] + . +2E opr/RE{T-B)R/[T{R + r)l

(7.49)

Подставив это соотношение в (7.48), получим окончательно

k {R + r)TB/{R\6LC). (7.50)

На рис. 7.14, а приведена двухфазная схема выпрямителя с дифференциальным трансформатором. На- ее выходе создаются выпрямленные напряжение и ток той же формы, что и на выходе мостовой схемы (рис. 7.14,6),

но Ео = .Еозад + Е

2Г

Рис. 7.14

Токи вентилей в этих схемах также аналогичны. Токи вторичных полуобмоток (рис. 7.14, в, г) в данной схеме совпадают с токами соответствующих вентилей в отличие от мостовой.

Во время пауз в выпрямляемом напряжении (рис. 7.14, г) ток разрядки дросселя L, подтекая к средней точке вторичной обмотки трансформатора, разделяется на две равные части. Эти равные токи не намагничивают сердечник трансформатора и, следовательно, не трансформируются в первичную цепь (рис. 7.14, д). Поэтому каждому из токов трансформатор оказывает малое сопротивление, равное сопротивлению меди полуобмотки.

Обратное напряжение, действующее на вентиль в схеме с дифференциальным трансформатором, в два раза больше, чем в мостовой, при одинаковых выпрямленных напряжениях. Габаритная мощность в рассматриваемой схеме также больше, чем в мостовой:

КЛ,р = 0,5 {EJ + 2Е,1 Ео/оО.Ъ [1+V(2Г - Щ/(Т - 6)]. (7.51)