Главная  Электроустройства и узлы радиосистем на постоянном токе 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 [ 47 ] 48 49 50 51

Если входной стабилизатор построить но принципу вольтдобавки (рис. 13.21, б), то конструкция ВИП получится более компактной. Улучшение весовых и габаритных показателей, получающееся при переходе к схеме с вольтдобавкой, зависит от величины нестабильности напряжения первичного источника £ . Если это напряжение меняется в два раза, то мощность вольтдобавочного устройства практически сравнивается с мощностью, отдаваемой преобразователем в нагрузку.

В структурной схеме рис. 13.21, б вольтдобавочное напряжение создается в специальном регулирующем устройстве РУ. Это напря->кение, складываясь с напряжением первичного источника Е„, образует входное напряжение инвертора И. Цепь обратной связи ЦОС регулирует величину вольтдобавочного напряжения таким образом, что напряжение, подводимое к инвертору, остается практически постоянным при колебаниях напряжения первичного источника

Регулирующее устройство может быть запитано от первичного источника (линия В этом случае оно является дополнительным регулируемым преобразователем. Если же регулирующее устройство запитывается от дополнительнойобмотки трансформатора инвертора (штриховая линия 2), то оно должно быть регулируемым выпрямителем. В зависимости от выбора элементной базы лучшие показатели могут получиться как у той, так и у другой схем.

Возможна централизованная стабилизация выходного напряжения преобразоват.еля и по структурной схеме рис. 13.21, в. В ней на цепь обратной связи ЦОС, подается напряжение с одного из выходов (г-го). Регулируемый инвертор РИ под действием сигнала обратной связи изменяет свое выходное напряжение таким образом, что напряжение на выходе г-го выпрямителя получается стабильным. Если дестабилизирующим фактором яВсГяется изменение напряжения первичного источника, то и на. остальных выходах оно получается ослабленным.

Однако при изменении только одного тока г-го выхода во все остальные выходные напряжения вносится некоторая нестабильность. Допустим, что ток нагрузки г-го выхода возрос. Чтобы скомпенсировать возросшие вместе с током падения напряжения на вентилях и фильтре выпрямителя г-го выхода, напряжение, снимаемое с выхода инвертора, должно возрасти. Так оно и изменится под действием сигнала обратной связи. Но это приведет к соответствующему возрастанию выходных напряжений на всех остальных выпрямителях. С выхода выпрямителя Bi на нагрузку первого канала возрастание напряжения не передастся, так как сглаживается выходным стабилизатором СТ, а на нагрузку, подключенную к выходу 2, передастся.

Если основная часть выходного сопротивления преобразователя создается сопротивлением потерь инвертора и первичной обмотки силового трансформатора, то при таком способе регулировки напряжения на всех вторичных обмотках трансформатора будет получаться достаточно стабильное напряжение. При постоянном токе остальных каналов или при малом падении напряжения на их выпрямителях и фильтрах достаточную стабильность будут иметь и их выходные напряжения,

Таким образом, рассмотренная схема стабилизации уненьшает влияние на выходные напряжения всех каналов изменений: напряжения на общих для этих каналов элементах (первичный истошик £ , инвертор, первичная обмотка трансформатора) и переносит с регулируемого канала на все остальные изменения напряжения, юлучаю-щиеся на элементах, входящих только в регулируемый канал (выпрямитель и фильтр г-го канала). В зависимости от конкретного выбора элементов схемы преобразователя нестабильность выходных напряжений при введении такой схемы может как уменьшаться, так и увеличиваться.

Если преобразователь напряжения имеет только один выходной канал, то на цепь обратной связи всегда подается напряжете с выхода этого канала. Сама цепь обратной связи может управ.л4ть входным стабилизатором, как это показано на рис. 13.21, а; регулируемым инвертором, как на рис. 13.21, в; вольтдобавочным устрой cibom, как нарис. 13.21, г. В последнем случае существуют возможности выполнения вольтдобавочного устройства с-выходом на постоянном токе и на переменном токе.

Если вольтдобавочное устройство (РУ на рис. 13.21, s),-являясь дополнительным регулируемым инвертором, создает на cbocvi выходе-переменное напряжение, то это напряжение суммируется с 1Ыходным напряжением основного инвертора и подается на выпрямитель преобразователя. Соединения, соответствующие этому случаю показаны на рис. 13.21, г линиями /. Если л<е вольтдобавочное устройство является дополнительным регулируемым выпрямителем, то его включение в схему производится так, .как показано линиями ? А если оно служит дополнительным преобразователем, то на его вход подается напряжение первичного источника £ , а выходное напряжение суммируется с выходным напряжением основного выпрямителя перед выходным фильтром.

В данном разделе упоминались такие элементы преобразователей, какрегулируемый инвертор, регулируемый выпрямитель и регулируемый преобра20ватель. Регзлируемый выпрямитель может 5ыгь выполнен на тиристорах и тогда управление величиной его выходного напряжения достигается изменением момента включения вентилей. Можно выполнить регулируемый выпрямитель с регулированием на стороне переменного тока. Тогда в нем применяются регулирующие элементы, рассмотренные в гл. XII.

Рассмотрим схемы регулируемых инверторов и преобразователей.

Существует довольно много схем регулируемых ннверюров. Из них рассмотрим одну (рис. 13.22, а), регулирующую среднее значение выходного напряжения изменением длительности паузы между импульсами. Эта схема содержитмостовой усилитель мощности, выполненный на транзисторах Ту - Г4, два самовозбуждающихся HHBcpj тора - возбудителя {By и В,), создающих напряжения прямоугольной формы для коммутации силовых транзисторов усилителя мощности, и фазосдвигающее устройство ФСУ.

Возбудитель By помимо формирования напряжений, управляющих транзисторами Ti и 7 синхронизирует работу возбудителе! В,. Син-




и

хронизацня осуществляется через фазосдвигающее устройство. Колебания во втором генераторе Бз имеют частоту, равную частоте колебаний Б^, но происходят с некоторым запаздыванием по фазе, величина которого зависит от напряжения цепи обратной связи, подающегося с выхода на фазосдвигающее устройство.

На рис. 13.22, б представлены временные графики для напряжений база- эмиттер транзисторов Ту - Г4. Сдвиг по фазе между колебаниями ведущего и ведомого генераторов выбран .равным 0,5 Т- е. На интервале 0<it<i < 0,5 Т - б будут открытыми транзисторы Ту и Т4, на первичной обмотке силового трансформатора инвертора получается напряжение, равное т. е.

На этапе 0,5 Г - е < < 0,5 Г открыты транзисторы Ту и Гд. Напряжение Uy = 0. После запирания транзистора Ту при / = 0,5 Т отпирается транзистор Гз и на трансформатор. подается напряжение - £ Когда Д запрется, напряжение Uy снова станет равным нулю и т. д.

Таким образом, в данном инверторе создается напряжение с нулевой паузой, причем длительность паузы зависит от величины напряжения, подаваемого на ФСУ с цепи обратной связи. Если регулируемый инвертор используется в качестве вольтдобавочного устройства, то полученное от него напряжение складывается с переменным напряжением основного инвертора, их сумма, подводимая к выпрямителю преобразователя, имеет в этом случае специфическую форму (рис. 13.22, в).

Регулируемый преобразователь строится в большинстве случаев на основе регулируемого инвертора. Последний в этом случае дополняется выпрямителем. Чтобы характеристика получалась более крутой, выпрямитель должен иметь нагрузку, начинающуюся с индук^тивности.

В качестве фазосдвигающего устройства. применяют различные схемы. Хорошие показатели в данном применении имеет магнитный усилитель.

Регулируя величину угла насыщения, получают в силовой цепи магнитного усилителя импульсы, синхронные с напряжением его пи

1/2 Т/2

Рис. 13.22

тания, но с передним фронтом, запаздывающим по отношению к моменту смены полярности напряжения питания. Таким образом, запи-тав магнитны!) усилитель от возбудителя By и подав на его управляющую обмотку напряжение с цепи обратной связи, получим на силовых обмотках импульсы, синхронизирующие работу возбудителя В^.

§ 13.9. Примеры расчета преобразователей

пример 1. Рассчитаем преобразователь, который должен работать от источника с напряжением 36 В и обеспечить напряжение на нагрузке 6,3 В при токе нагрузки 10 А. Пульсации выходного напряжения не должны превышать 10 мВ.

Поскольку мощность, передаваемая в нагрузку, близка к 100 Вт, выбираем схему преобразователя с независимым возбуждением. Пусть и усилитель мощности и выпрямитель будут выполнены по схеме с дифференциальным трансформатором (рис. 13.11). Для выпрямителя на малые выходные напряжения такая схема выгодна тем, что в ней падение напряжения на вентилях меньше, чем в мостовой. Для.инвертора переход к мостовой схеме выгоден при. большем напряжении источника когда допустимое для транзистора напряжение коллектор -эмиттер меньше, чем получающееся в выбранной схеме.

Ориентировочные данные для выбора транзисторов и диодов следующие:

1. Диод выпрямителя должен иметь допустимый прямой ток больше 10 А, допустимый средний ток больше 5 А, допустимое обратное напряжение больше 2 X 6,3 = 12,6 В.

2. Транзистор должен иметь коллекторный ток в насыщенном состоянии больше 10 X 6,3/36 = 1,75 А допустимое напряжение . коллектор -эмиттер больше 2 == 72 В.

Выбираем в качестве вентилей выпрямителя диоды 2Д213А, у которых / = = 10 А, Яобр = 200 В, Тд = 0,3 мкс, (/ р = 1 В.

Из вольт-амперных характеристик диода 2Д213А находим £пор ~ 0>6 В и Гв = = 0,04 Ом. ♦

Выбираем транзисторы для инвертора типа ГТ905А, имеющие /н = 3 А, fK = 0,5 В, /, = 0,6 А. = 75 В. = 1 В. Р = 35 100 при =

= 3A,t;g 0,7 В, = 0,3 мкс и Р^ = 0,6 Вт.

Рассчитаем по (13.10) э. д. с. одной из вторичных полуобмоток трансформатора.

f2m = £o + £nop + b/o = 6,3-fO,6-fO,04. 10 = 7,3 В.

Найдем напряжение на первичной полуобмотке трансформатора:

£i = £ (/ = 36-0,5 = 35,5 В.

Коэффициент трансформации силового трансформатора получается равным:

rt = (/a/fi = 7,3/35,5 = 0,206, m = £,/(/2 = 35,5/7,3 = 4,86.

Определим-уточненное значение тока коллектора транзистора: /н== л/о = 0,206. 10 = 2,06 А.

Оно получилось меньше допустимого для транзистора.

Выберем амплитуду тока базы транзистора. Пусть при ki = 1,3, тогда 6m>VKAin= 1.3.2,06/35 = 0.076 А.

Транзисторы типа ГТ905 имеют ту особенность, что малое напряжение коллектор - эмиттер в насыщенном состоянии у них получается при токе базы, большем 0,3 А. Заботясь о к. п. д. инвертора, примем ток базы равным 0,3 А. При эгом максимальное напряжение (/ = 0,5 В.



Фактическая степень насыщения транзистора получится большой. Для транзистора с минимальным значением Р она равна

ф=бтРш1п к,. = 0.3-35/2,06==5,1.

а для транзистора с максимальным значением р

&ф=:0,3- 100/2,06= 14,6.

Теперь определим амплитуду коммутационного всплеска /-ктк по (13.27)

/ктк = /кн(Агф + 2)/3 = 2,6.(7,14-16,2)/3 = 4,8-М1.1 А.

Амплитуда всплеска получилась много большей, чем допускается для выбранного типа транзистора.-Таким образом, в выбранной схеме инвертора транзистор ГТ905А работать не может. Чтобы облегчить условия работы транзистора, следует применить какую-нибудь из схем, улучшающую коммутационные процессы. Выберем схему рис. 13.14, содержащую четыре ограничительных диода.

Время рассасывания неосновных носителей заряда в базе транзистора при переходе к схеме с диодами несколько возрастет в сравнении с (13.18), так как выход транзистора из насыщения происходит в данной схеме без увеличения тока коллектора. Ток запирающегося диода будет в улучшенной схеме определяться не выражением (13.20), а током только одного транзистора, ибо отпирание второго диода происходит после запирания первого.

Не приводя выкладок (они выполняются по методике, изложенной ранее), ограничимся сводкой расчетных формул для схемы с улучшенной коммутацией. Так, время рассасывания заряда неосновных носителей в базе транзистора для схемы инвертора (рис. 13.14)

.х-; Рф/(Ф+о]

аналогичное время для диода

д=0,31т^+1.2т;/(/гф--1) при т^<7т;/(йф4-1)

р.д

й, наконец, для максимума обратного тока диода имеем

/ д =-/о[1.31/т^(йф4-1)/т;-1]

Здесь постоянная времени х' учитывает увеличение инерционности системы защитные диоды - транзистор в сравнении с инерционностью одного транзистора. Шунтирование промежутка эмиттер - база транзистора емкостью запертых диодов приводит к замедлению запирания транзистора. Однако в большинстве случаев возрастание инерционности невелико.

Фактическая степень насыщения транзистора в нашем случае лежит в пределах 5,1 - 14,6. Для данных величин, пренебрегая возрастанием инерционности схемы, -получим:

1) Гр..г = 0,3 1п (1,67-ь l,87) = 0,153 - 0,19 мкс,

2) Гр.д = 0,135- 0,068 мкс,

3) /ma-=10-(l,58-v-2.5)==15,8-b25 А.

Выбросы в импульсах коллекторных токов в данной схеме отсутствуют, поэтому амплитуды импульсов равны 2,06 А. Такую же величину имеет ток первичного источника.

По (7.75) найдем величину мощности потерь в каждом из диодов выпрямителя:

Рд = 0,5/оУпр + Рд.ко -0,5- Ю- 1-f 1,13 = 6,2 Вт.

Полученная величина меньше допустимой для данного типа вентиля. Поэтому можно применить диод 2Д213 в рассчитываемом преобразователе.

Стремясь уменьшить количество типов полупроводниковых приборов, выбираем все ограничительные диоды типа КД4М с допустимым прямым током 1 А, допустимым обратным напряжением 400 В-и постоянной времени 1,1 мкс.

1др(150мкГ)

ТгТг(КТ608б)

Рассчитаем энергетические показатели преобразователя. Для этого нужно определить потери мощности во всех элементах его схемы:

1. Потерн мощности в дросселе выпрямителя с сопротивлением обмотки 0,03 Ом равны 0,03-102 = 3 Вт.

2. Потери мощности в вентилях выпрямителя уже определены и равны для двух диодов 12,4 Вт. Поскольку мощность, отдаваемая выпрямителем в нагрузку, составляет 10-6,3 = 63 Вт, то для к. п. д. выпрямителя

= 63/(63 + 12,6 -f 3) = 63/78,6 = 0,805.

Общая мощность, потребляемая выпрямителем (знаменатель последней дроби), равна 78,6 Вт.

3. К. п. д. трансформатора примем равным 0,97 и тогда потери мощности в нем составят (1-0,97)-78,6 = 2,36 Вт. Трансформатор забирает от инвертора мощности 2,36 + 78,4 = 80,76 Вт. *

4. Потерн в транзисторах - инвертора в режиме с улучшенной коммутацией подсчитываются по соотношению

тр ~ т^кпкн0.5, где -число транзисторов-в инверторе. Для рассматриваемого инвертора получаем

Ртр = 0,5-2,06-0,5-2 = 1,03 Вт. Помимо потерь мощности в коллекторных цепях транзисторов в выбранном инверторе часть мощности затрачивается в цепи возбуждения. Эта мощность Рвозб = 1бтУбт- Включив в цепн - /?д баз транзисторов для ограничения тока базы резисторы с сопротивлением 5 Ом, получим (/бт - = /бт/?+ U6b = 0,3-5+0,7 = = 2,2 В и Р„озб = 2 -0,3 2,2 = = 1,32 Вт.

Таким образом, от первичного источника инвертор потребляет мощность, равную 80,76 + 2,06 + + 1,32 = 84,4 Вт. К. п. д. инвертора 80,76/84,4 = 0,96.

5. Итоговый к. п. д. преобразователя составляет 0,96 х 0,97 х X 0,805 = 0,746. Основные потери в данном случае происходят в выпрямителе из-за большого прямого падения напряжения на его вентилях.

Пример 2. Рассчитаем преобразователь напряжения, предназначенный для работы от сети с напряжением 24 В и создающий на своем выходе напряжение 16 В при токе нагрузки 0,5 А. Мощность на выходе преобразователя невелика (16-0,5 = - 8 Вт), поэтому можно выбрать схему с самовозбуждающимся инвертором. Имея в виду повышение частоты колебаний инвертора, возьмем его схему с улучшенной коммутацией, с переключающим трансформатором.

Напряжение на нагрузке в сравнении с прямым падением напряжения на выпрямительных диодах относительно велико, можно в выпрямителе применить мостовую схему. Нагрузку выпрямителя исходя из малых заданных пульсаций выбираем начинающейся с емкости. ТакихМ образом, схема преобразователя получается такой, как показана на рис. 13.23.

Перейдем теперь к выбору полупроводниковых приборов. Для этого определим требования к этим приборам. К диоду мостового выпрямителя прикладывается обратное напряжение, примерно равное вьшрямленному. В нашем случае это 16 В. Прямой ток диода должен быть больше тока нагрузки, т. е. больше 0,5 А.

Выбираем диод ДЗЮ с малым прямым падением напряжения. Его данные: допустимый прямой ток 0,5 А, допустимое обратное напряжение 20 В, прямое падение напряжения 0,57 В, порог выпрямления 0,4 В, внутреннее сопротивление 0,3 Ом и постоянная времени 0,3 мкс.

Напряжение, прикладывающееся к запертому транзистору инвертора, в два раза больше напряжения источника, т. е. 2 -24 = 48 В. Ток насыщения транзистора должен быть больше IqEJE = 0,5-16/24 = 0,33 А. Выбираем в качестве ключей инвертора транзисторы КТ608Б, у которых максимальный ток коллектора 0,4 А,


ы

Рис. 13.23



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 [ 47 ] 48 49 50 51

© ООО "Карат-Авто", 2001 – 2018
Разработчик – Евгений Андрианов