Сильное насыщение транзистора (увеличение фактического коэффициента насыщения кф) резко снижает время рассасывания заряда неосновных носителей в базовых областях диодов выпрямителя. Величина выброса обратного тока диода получается из (13.21) при подстановке i - Грд. Приближенные выражения для выброса обратного тока через диод получаются следующими:

:т/, (1,31тд (2ф+1)/т,-1)

д т/к„ [0,2 + 0,31 тд (2ф + 1 )/т,].

(13.25) (13.26)

Первое из этих выражений используют для времени рассасывания в диоде (13.23), а второе (13.24). В промежуточном случае, т. е. при Тд = 7тУ(2/гф + 1) оба последних выражения дают выброс обратного тока диода, равный 1,5 2 от его прямого тока. У более инерционного диода максимальное значение больше, а у менее инерционного - меньше.

Таким образом, из-за инерционности транзисторов и диодов импульсы коллекторных токов отличаются по форме от прямоугольных. Значительные коммутационные всплески накладываются на передний и задний фронты.(рис. 13.11, в, г).

Значения коммутационных выбросов получим, подставив t - ty в (13.15) и = /а в (13.13). Это дает

/ктк = /к„ [ 1 + йф - 0,33 (2ф + 1 )]=./, (ф + 2)/3 (13.27) и . .

/кт = VkhII -(2ф4- l)e- p- /V(3*)]- (1-3.28)

При Р = 3 Pmin И /г = 1,3, т. е. = 4, амплитуда выброса в конце импульса /котк получается в два раза больше-амплитуды самого импульса /к„. Из-за коммутационных выбросов постоянная составляющая тока, потребляемого инвертором от первичного источника Е^, может быть заметно большей Усреднив сумму токов и ia, получим для постоянной составляющей тока источника

/ = (/к„/Т) {Т - Тр. д + 0,5т, (1 + е- р-д/т) + (i jf,) 0,5тд +

+ 2Ф [2Тр.. + Тр. д + т, (е- Р- д/т In 2)

Так, положив кф- =5, т, = Тд = 3 мкс и Т = 25 мкс, получим Тр., = 0,33 т„ Тр.д = 0,26 Тд, / ,д = 1,93 /о и / = 1,31

Полученные выражения для / гд и Трд позволяют рассчитать динамические потери мощности в диодах выпрямителя и пульсации выпрямленного напряжения. Для этого можно использовать формулы §11.1.

Коммутационные процессы в схеме преобразователя, содержащего выпрямитель с нагрузкой, начинающейся с индуктивности (рис. 13.12, а-ж), отличаются от рассмотренных тем, что на этапах рассасывания заряда и восстановления обратного сопротивления диодов все вентили выпрямителя открыты и напряжение на вторичной

(13.29) -

обмотке равно нулю. Ток, трансформируемый во вторичные обмотки из первичных на этапе рассасывания неосновных носителей заряда в диодах, по-прежнему определяется выражением (13.21). Однако в данном случае это выражение определяет не ток запирающегося диода, а разность токов двух диодов, т. е.

hi - h2 = тК [{2кф + 1) е~- - 2ф .

(13.30)

Сумма токов двух диодов дает, ток, протекающий через дроссель фильтра, т. е. т/ . Определив из этих соотношений токи диодов, получим:

1д1 = 0,5т/, [(2ф4-1) е-/ т 2ф+ l],

(13.31)

1да==0,5т4 (2Ф+1)(1-е-).

(13.32)

Скорость спадания тока запирающегося диода Ду здесь в два раза меньше, чем в ранее рассмотренной схеме с выпрямителем, нагрузка которого начинается с емкости. Поэтому для времени рассасывания неосновных носителей заряда в диодах выпрямителя имеем

Тр.д.1,31 4т?Тд/(2ф+1)2 (13.33)

при Тд > 14 т,/(2ф + 1) и

Тр.д- 0,31Тд.4-2,4тЛ2Ф+1)- (13.34)

при Тд < 14 т,/(2ф + 1). Выброс обратного тока диодов в данном случае меньше, чем при выпрямителе, работающем на нагрузку, начинающуюся с емкости, и равен

тд-

tnL

1,31/Тд(2Ф+1)/(2т,)-1 (13.35)

1т,- ml [0,16 (2ф + 1) тд/т, + 1,2]

(13.36)

при соответствующих соотношениях скорости спада обратного тока и постоянной времени диода.

После запирания ранее открытых диодов напряжение на выходе скачком меняет свою полярность, причем смена полярности сопровождается возникновением затухающих высокочастотных колебаний. Эти колебания получаются из-за перезаряда индуктивности рассеяния трансформатора, межвитковых емкостей и емкостей монтажа, паразит-

ных индуктивностей выводов деталей, монтажа и т. д. В мощных преобразователях они являются интенсивными источниками радиопомех, иногда из-за этого приходится отказываться от применения схемы выпрямителей с нагрузкой, начинающейся с индуктивности в преобразователе.

Итогом рассмотрения процессов в преобразователе, содержащем инвертор с независимым возбуждением, является выяснение зависимости коммутационных процессов от параметров транзисторов и диодов, входящих в его схему. Длительность интервалов рассасывания неосновных носителей заряда в транзисторах инвертора и диодах выпрямителя зависит, помимо всего прочего, от величины фактического коэффициента насыщения транзистора и, следовательно, от значения р конкретного экземпляра транзистора. От длительности интервалов рассасывания зависят и значения выбросов токов транзисторов и диодов.

Из-за большого разброса коэффициентов р у транзисторов инвертора в схеме преобразователя может возникнуть значительная асимметрия, что приводит к постоянному подмагничиванию сердечника трансформатора. Особенно закГетной она становится прн высоких частотах генерируемого инвертором напряжения. Связано это с тем, что из-за малой длительности периода коммутационный про-асимметричны в схеме именно

Рис. 13.13

цесс занимает заметную его часть, а коммутационные процессы.

Насыщение трансформатора приводит к резкому возрастанию коллекторных токов транзисторов и выходу их из строя. Значительно повышаются прн высоких частотах и требования к симметрии обмоток трансформатора преобразователя. Особен1Ю это относится к преобразователю с выпрямителем, нагрузка которого начинается с емкости.

Если напряжения, снимаемые со вторичных полуобмоток трансформатора (г/з1 и на рис. 13.13), неодинаковы, то отпирание второго диода произойдет не в начале полупериода, а значительно позже при

когда снижающееся напряжение на выходном конденсаторе

станет равным U,no - U. Различная длительность импульсов токов диодов приводит также к возникновению постоянного подмагничивания трансформатора.

Уменьшение емкости выходного конденсатора снижает подмагничивание трансформатора из-за асимметрии обмоток, а для симметрирования коммутационных процессов иногда приходится в схему вводить дополнительные элементы или специально подбирать транзисторы с равным р.

Таким образом, становится ясно, что избавиться от выбросов в импульсах коллекторных токов транзисторов инвертора с независимым возбуждением можно только одним способом - задержкой открывания одного из транзисторов до момента закрывания другого. Это условие

выполняется, если транзисторами инвертора управляют несимметричными ;1мпульсами или импульсами с пулевой паузой. Оба способа сопряжены со схемными трудностями при создании возбудителя и ие дают хороших результатов при изменяющейся нагрузке инвертора. Время отключения зависит от величины тока коллектора транзистора, поэтому и величина паузы или задержки в открывании транзистора должна меняться с изменением тока нагрузки инвертора.

Иногда для устранения сквозных токов в цепь базы транзисторов инвертора включают специальные дроссели насыщения, приводящие к задержке включения транзистора (рис. 13.14, а). Но и в этом случае

Рис. 13.14

задержка получается постоянной. Свободна от подобных недостатков схема инвертора рис. 13.14, б. В ней напряжеиие, снимаемое с дополнительных обмоток Ш.2 трансформатора инвертора, используется для задержки открывания транзисторов. Оно не позволяет открыться транзистору до тех пор, пока не изменится на противоположную полярность выходного напряжения. Поэтому только после отключения транзистора одного из плеч включающее.напряжение появляется на базе транзистора другого плеча. При отключении транз'истора запирается диод, стоящий в схеме, и напряжение, снимаемое с дополнительных обмоток, не попадает на базу. В такой схеме инвертора импульсы коллекторного тока не имеют выбросов, а выходное напряжение - нулевых пауз. Коммутационные процессы в ней, по существу, Отсутствуют.

Другая схема с улучшенной коммутацией (рис. 13.14, в) содержит более простой трансформатор, но четыре дополнительных диода. Диоды Д и Дз предохраняют силовые транзисторы от большого запи-

рающего напряжения на промежутках эмиттер-база. Диоды Д. и не дают транзисторам полностью открыться до тех пор, пока ранее работавший транзистор не запрется.

Так, если открыт транзистор Tj, то к диоду Д^ приложено совсем небольшое запирающее напряжение. Смена полярности напряжения возбуждения приведет к появлению на базе положительного напряжения и отпиранию диода Д^. Большая часть управляющего напрял<е-ния из-за этого будет падать на резисторе, стоящем в базовой цепи Т..

После запирания Ту напряжение на его коллекторе повышается и диод Ду запрется. Теперь транзистор Т^ перейдет в состояние насыщения.

§ 13.5. Самовозбуждающиеся инверторы

Приведенная на рис. 13.4 схема самовозбуждающегося инвертора обеспечивает получение переменного напряжения с хорошей формой, т. е. с крутыми перепадами и малыми всплесками иа плоской части импульса. Называется она схем о'й с насыщающимся трансформатором. Переключение транзисторов в ней происходит из-за насыщения сердечника трансформатора. Для получения крутых перепадов в выходном напряжении материал сердечника трансформатора должен иметь четко выраженное насыщение, боль-шую магнитную проницаемость в не-насыщенном состоянии.

В том случае, когда инвертор

применяется как возбудитель, его основной нагрузкой являются сопротивления резисторов, стоящих в цепях возбуждения транзисторов усилителя мощности.

Рассмотрим процессы, происходящие в инверторе .при его работе на омическую нагрузку (рис. 13.15).

При подаче напряжения питания оба транзистора оказываются открытыми благодаря смещению, подаваемому на их базы с делителя напряжения (резисторы Ry и R). Однако из-за неидентичности транзисторов ток одного из них будет больше тока другого.

Разность токов двух транзисторов трансформируется в нагрузку, поэтому на обмотке w, а следовательно, и на всех других обмотках трансформатора появляется напряжение с той полярностью, какую создает источник. Е^, действуя через транзистор с большим током. Из-за этого на обмотках обратной связи получается напряжение, открывающее транзистор, имеющий больший ток, и он переходит в состояние насыщения, а транзистор с меньшим током - в состояние отсечки. Этот процесс протекает лавинообразно.

После насыщения одного из транзисторов к соответствующей полуобмотке трансформатора будет приложено почти все напряжение

f/7 + 0 .

Рис. 13.15

tz i.i и

t5 Т

первичного источника. Индукция в сердечнике трансформатора станет нарастать линейно со скоростью

dB/dt = {E,-U )/iSwy), (13.37)

где LKii - падение напряжения на насыщенном транзисторе.

В инверторе начинается линейный процесс. Он продолжается до момента 4, когда индукция в сердечнике дорастет до значения - индукции насыщения. После этого сердечник перейдет в состояние магнитного насыщения и в инверторе начнется коммутационный процесс. Ток коллектора станет нарастать (рис. 13.16, а-д) из-за увеличения тока намагничивания трансформатора. При этом степень насыщения тран-.зистора падает. Заряд неосновных носителей в .его базе уменьшается.

В момент 4 коллекторный ток транзистора возрастает настолько, что последний выйдет из состояния насыщения, падение напряжения на нем начнет расти. Это приведет к уменьшению напряжения на первичной полуобмотке трансформатора, положит, начало этапу запирания ранее открытого транзистора. Транзистор запрется к моменту времени (рис. 13.16, а).

При запирании транзистора сердечник трансформатора размагничивается, что приводит к появлению на обмотках послеимпульса с поляр-ностьк), противоположной той, которая была у существовавшего ранее напряжения. Это вызывает отпирание ранее запертого транзистора. Развившийся после этого лавинообразный процесс приведет к переключению транзисторов: запертый перейдет в состояние насыщения, а открытый в состояние отсечки. Запертый транзистор пропускает через себя только небольшой ток отсечки /о-

Коллекторный ток насыщенного транзистора содержит три составляющие: ток, трансформирующийся в нагрузку

J, = U,fiwJWy, (13.38)

ток намагничивания t,i и ток, нейтрализующий намагничивающую силу, создаваемую током отсечки запертого транзистора. Последняя составляющая из-за симметрии полуобмоток равна /о-

Поскольку токи намагничивания и нейтрализации малы в сравнении с /к„, то ими при расчетах пренебрегают. Считают, что па этапе, соответствующем перемещению рабочей точки по крутым участкам петли гистерезиса, т. е. в линейных процессах, ток коллектора от-

Рис. 13.16