диода спадает примерно по экспоненте с постоянной времени 0,5тд, а обратное напряжение на диоде близко к Е. Отсюда получаем

Р..комм Y I h,-e- dt = 0,bEU x,/T. (11.28)

В стабилизаторах напряжения, работающих на повышенной частоте, коммутационные потери мощности в силовом транзисторе и разрядном диоде могут даже превышать статические потери мощности.

§ 11.3. Силовая цепь импульсного стабилизатора с параллельным включением дросселя

Допустим, что выходное сопротивление источника г„ равно нулю, а сопротивления насыщенного транзистора и открытого диода равны. Кроме того, напряжение на конденсаторе С примем постоянным.

При этих предположениях постоянные времени процессов зарядки и разрядки дросселя (рис. П.8, а, б, в, г) равны и токи зарядки и разрядки iit) определяются выражениями:

fi(0-/,e-/ + (l -е-/) Е/г,

тле f = t - Т + Q; г = Гдр + г„ = г^р + - сопротивления зарядной и разрядной цепей; hair - значения тока дросселя, достигну-лые к концу зарядной и концу разрядной частей периода. Поскольку

i(T-Q) = Te, а Г2(б) = /,. (11.30)

то, определив значения токов /е и 1т и подставив их в (11.29), получим

,-,(П^ о + £±о.-е-:>\-.у..

(11.31)

Постоянная составляющая тока i,{t) равна току нагрузки

(11.32)

Это уравнение определяет семейство регулировочных и выходных характеристик.

При x Т, что всегда выполняется в стабилизаторах с высоким к. п. д., выражение (11.32) можно упростить, разложив экспоненты в ряд и ограничившись первыми двумя членами этого ряда. Упрощения приводят его к виду

UoEiT- б)/9 - hrTVb

(11.33)

Семейство прямых, определяемых этим упрощенным уравнением (рис. 11.9), имеет своей огибающей гиперболу

[(Уо/£+1]/оЛ/£ = 0,25. (11.34)

Условие для осуществления схемы, требующее расположения крайней точки рабочей области ниже огибающей семейство гиперболы, запишем так:

(UJEU. + 1) /ошах Г/Етт < 0,25, (11.35)

что позволяет определить максимальное значение сопротивления

потерь в силовой цепи импульсного стабилизатора

г < £min/[4/omax (1 + fo/min)]- (1 1 .36)

Построения границ рабочей области на семействе выходных-регули-

Т-в Т 2Т-В 2Т t Рнс. 11.8

0,0 0,08 0,12 0,16 0,20 0,2U If-Рис. 11.9

ровочных характеристик совершенно аналогичны проведенным в предыдущем параграфе. Отметим лишь, что в стабилизаторе, силовая цепь которого имеет параллельный нагрузке дроссель, изменения относительной паузы между открывающими транзистор импульсами 6/7 должно быть противоположным по знаку изменениям паузы в рассмотренном ранее стабилизаторе с последовательным дросселем.

При возрастании напряжения Е или тока нагрузки / параметр регулирования Г/б должен уменьшаться. При критической индуктивности дросселя ток L(t) при / = б становится равным нулю.

Из этого условия, использовав для замены (11.33), находим

1,р^0,5б[£[Г-е)/(/оГ) + г]. (11.37)

При L > Lkp ток дросселя практически постоянен и равен / , а токи транзистора и днода имеют форму прямоугольных импульсов.

Поэтому их средние и действующие значения определяются выражениями (7.18) и (7.19).

Пульсации выходного напряжения в схеме с параллельным включением дросселя легко найти из уравнения разряда конденсатора С. На интервале О < г* < (Г - б) конденсатор разряжается на сопротивление нагрузки R, напряжение на нем спадает по экспоненциальному закону. Максимальное и минимальное напряжения на выходе связаны соотношением

UeU,e-(r-B)/Rc (11.38)

что для коэффициента пульсаций дает

= 0,5 (Ut - U,)/Uq = 0.5 (Ur/U,) (1 - е-(-е) ?С). (i i .39)

Близким к постоянному напряжение на конденсаторе получается при RC(Т- б), что позволяет представить экспоненту в (11.39) первыми двумя членами ряда и получить более удобное для расчетов выражение

/г„(7-б)/(2/?С).

(11.40)

Коммутационные процессы в этой схеме, так же как и в предыдущей, приводят к перегрузке транзистора в первые моменты после его отпирания. Пока не рассосется заряд неосновных носителей в базе диода, через диод и открывшийся транзистор протекает ток разрядки конденсатора С. Этот ток является для диода обратным, а для транзистора прямым. При инерционном диоде он может достичь больших величин. Разрядка конденсатора С через диод и транзистор на первичный источник Е приводит к увеличению пульсаций выходного напряжения и они могут значительно превышать значение, даваемое (11.40).

§ 11.4. Особенности силовой цепи импульсных стабилизаторов

Применение составных транзисторов в качестве ключей в импульсных стабилизаторах имеет ряд особенностей, связанных с тем, что в насыщенном состоянии у транзистора открыты коллекторный и эмиттерный переходы. Из-за этого напряжение между коллектором и базой насыщенного транзистора имеет полярность, противоположную той, которая существует в активном режиме.

Поясним это, обратившись к рис. 11.10. Глубокое насыщение транзистора, обеспечивающего его малое сопротивление между коллектором и эмиттером, получается при напряжении на базе U, большем, чем напряжение t/, (рис. 11.10, а). Зависимость падения напряжения t/кэ от тока базы имеет ниспадающий характер и при токе базы, меньшем тока коллектора в р раз, напряжение U равно напряжению на базе t/бэ (рис. 11.10, б). Таким образом, при степени насыщения транзистора, равной единице, Ue = О-

Увеличение степени насыщения приводит к уменьшению падения напряжения V, что выгодно для уменьшения потерь мощности в стабилизаторе. При этом оказывается, что напряжение t/e отрицательно.

В составном транзисторе (рис. 11.10, в) увеличение тока базы Т^, приводит к росту его тока эмиттера только тогда, когда С'кэг = -ксл больше нуля (для транзисторов типа п-р-п). Поэтому мощный транзистор Ту будет отпираться до тех пор, пока его напряжение б/б > > 0. При = О ток эмиттера Т^ начнет уменьшаться. Таким образом, в схеме составного транзистора для мощного транзистора автоматически поддерживается степень насыщения, равная единице.

Рнс. 11.10

Чтобы сильнее насытить мощный транзистор, прибегают к несколько иным схемам его включения. Так, в схеме рис. 11.11, а в коллекторную цепь мощного транзистора включен дополнительно резистор R с сопротивлением в доли ома. Падение напряжения на нем повышает U,-s2, что позволяет глубоко насытить Ту. Общее падение напряжения на силовой цепи (Ту и R) при глубоком насыщении получается меньше, чем в схеме рис. 11.10, в.

Однако такой способ приводит к росту потерь мощности в силовой цепи. Свободен от этого недостатка другой способ (рис. 11.11, б), в котором на коллектор Ту

Т, R

Рис. 11.11

подается дополнительное напряжение с части дросселя фильтра стабилизатора L. Ряд особенностей силовой цепи импульсного стабилизатора связан и с обеспечением форсированного запирания силового транзистора.

Для получения малого Т^ необходимо запирать

мощный силовой транзистор отрицательным импульсом тока базы. Однако в составном транзисторе менее мощный транзистор То не может это обеспечить. Поэтому схему составного транзистора-ключа приходится усложнять. Схема, приведенная на рис. 11.12, отличается от других тем, что не требует дополнительного источника питания для создания на базе Ту положительного напряжения запирания. Его здесь заменяет конденсатор С. При открытом силовом

транзисторе (t/ . р = Е \\ заперт) ток базы заряжает конденсатор С. Диоды Дг 4 - стабилизаторы напряжения, работающие на прямой ветви своей характеристики.

Для запирания Т- напряжение на базе Гд снижается (t/yp < Е). При этом 7у переходит в состояние насыщения и конденсатор С разряжается через него и диод на промежуток база-эмиттер Т-. Этот разряд и создает отрицательный импульс тока в базе Т^. Заряд неосновных носителей рассасывается быстрее, мощный транзистор запирается форсированно.

Включаются в силовую цепь и элементы, уменьшающие перегрузку силового транзистора коммутационными экстратоками (рис. П. 13). Такими элементами являются дроссели Др, которые препятствуют быстрому нарастанию тока коллектора силового транзистора. Время рассасывания

Рис. 11,12

11.13

упр2 -0

заряда неосновных носителей в базовой области диода при этом возрастает, но максимум тока уменьшается.

Разряд дросселя в схеме рис. 11.13, а происходит через диод Д и дополнительную обмотку на источник Е, а в схеме рис. 11.13, б - через диод Д на резистор R. Весьма эффективным способом уменьшения выбросов тока является включение активного ключа вместо разрядного диода (рис. 11.13, в). Отпирая и запирая активный ключ - транзистор специальными импульсами тока 1 можно свести экстратоки к малым величинам. Однако к транзистору предъявляются специфические требования. Если исходя из полярности напряжения на коллекторе в запертом состоянии (7 открыт) транзистор выбран типа п-р-п, то в открытом состоянии через него будет протекать ток от эмиттера к коллектору, т. е. в инверсном направлении. Таким образом, 7, должен иметь малое сопротивление насыщения и большой коэффициент усиления по току р в инверсном режиме. Большинство транзисторов этим требованиям не удовлетворяют.

I

-упр

с

=г и

Jynp

§ 11.5. Схемы и показатели двухпозициониого стабилизатора напряжения

В двухпозиционных стабилизаторах в отличие от стабилизаторов с ШИМ частота переключения силового транзистора является не навязанной каким-либо генератором, а величиной свободной, зависящей от режима работы стабилизатора. В схеме рис. 11.14, а ключ изображен схематически в виде звена К. В качестве этого звена может быть использована схема. рис. 11.12, хотя из-за отсутствия разрядного диода может быть применен и более простой ключ.

Импульсное устройство, управляющее ключом, состоит из транзисторов Г4, Т5 и подключенных к ним резисторов. Такое устройство является транзисторным реле и называется триггером. Оно имеет два устойчивых состояния. В одном из них транзистор Т5 насыщен поданным на его базу положительным напряжением U5. Созданное его эмнттерным током падение напряжения на резисторе запирает транзистор Т4.

Уменьшение напряжения приведет к под-запиранию транзистора Т^, уменьшению напряжения на эмиттерах и и возрастанию напряжения на базе Т4. Транзистор Т4 открывается (насыщается),

его эмиттерный ток, протекая по резистору R3, запирает полностью Гд. Это второе устойчивое состояние триггера.

Возрастание напряжения на базе транзистора Т5 приведет к обратному переходу в первое устойчивое состояние. Однако этот переход начинается при напряжении Uq = Loxn. большем, чем первый, так как падение напряжения на резисторе 3, вызванное током Т^, больше, чем вызванное током 75.

Таким образом, колебания напряжения Uq приводят к перепадам напряжения на коллекторе при совпадении Uq с напряжениями отпирания и^,а и запирания U , (см. рис. 11.14,6), соответствующими значениям выходного напряжения Umin и t/max- При насыщенном транзисторе {Uq> UJUy = Е и силовой транзистор в ключе К открыт, а при Uq < Озап управляющсс напряжение меньше Е и силовой транзистор закрыт.

При замкнутом ключе конденсатор заряжается от источника Е, напряжение на нем растет. Когда оно достигнет значения Umax, напряжение на коллекторе усилительного транзистора Tq{Uq) станет

зап отп S).

Рнс. 11.14