Главная  Электроустройства и узлы радиосистем на постоянном токе 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 [ 37 ] 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51

§ 10.9. Пример расчета линейного стабилизатора

Требуется рассчитать линейный стабилизатор напряжения с выходным напряжением 10 В и током нагрузки / = О -=- 180 мА. Нестабильность по входному напряжению не более 3%, а выходное сопротивление не более 1 Ом. Стабилизатор работает от выпрямителя, имеющего нестабильность выходного напряжения ±18% и выходное сопротивление 1,5 Ом на 1 В выпрямленного напряжения.

Проверим возможность выполнения такого стабилизатора с усилителем на микросхеме KIEH422. Ее данные: стабилизированный ток 50 мА, нестабильность по входному напряжению 0,1%/В, нестабильность по току 0,2%, максимальное входное напряжение 40 В. При выходном напряжении 10 В нестабильность по входному напряжению составит 0,1 -10 = 1%. Выходная проводимость стабилизатора G mv = = 0,05/10-0,002 = 2,5 См.

Мощным транзистором микросхемы является транзистор 2T608 (бескорпусный) с параметрами р = 25-80; rg = 7 Ом, кз = ЮО мкСм, = 8 мкСм, = 0,015 См. Выходная проводимость простейшего стабилизатора напряжения с этим транзистором по (10.31) при - г^ = 10 Ом и р = . = 25:

(l + P)gB

26-0,015

(б + /э)э+1 (10 + 7)-0,015+1

= 0,35 См.

Выберем в качестве увеличивающего мощность транзистор 2T610A v которого Р= 50- 250, t/33x=26 В, / = 300 мА, Р^=-1,5 Вт, J= 150°С, тпк = 70° С/Вт.

Примем ток собственного потребления стабилизатора 20 мА. Тогда ток, протекающий через данный транзистор, будет меняться от 20 до 200 мА. Задав минимальное напряжение [/ э силового транзистора при токе 200 мА, равным 1 В, получим минимальное напряжение на выходе нагруженного выпрямителя 11 В*, среднее 11/(1-0,18)= 13,5 В и максимальное 13,5 (1 + 0,18)= 16 В. Выходное сопротивление выпрямителя при t/o = 13,5 В получится равным 13,5-1,5 20 Ом. Следовательно, средняя э. д. с. холостого хода выпрямителя Eqx.x = 13,5+ 0,2-20 = 17,5 В.

Построенная на выходных характеристиках транзистора рабочая область (рис. 10.31) не выходит за пределы, накладываемые допустимой мощностью, рассеиваемой коллектором. Максимальная мощность, рассеиваемая коллектором Р = = кэЛтах = 6-0,2= 1,2 Вт.

Приведенные характеристики соответствуют р = 100. Определив остальные параметры транзистора в точке, лежащей в середине рабочей области, получим / бу = 8,5 Ом, кзу = 0,6 мСм, бу = 62 мкСм и = 0,04 См.

Теперь согласно формулам (10;б9) найдем

G IG + РУ

у-Г'/К9у;>вых1 1+(8,5 + 25)-0,35 Овь,ху = 2,5-7,9 = 20 См.

= 7,9, т. е.

>кэу

gK9l G

*£1у/£1 =

gK6y>-6y (1+Ру) gKsy (бу-f l/gsy gKSlgsy+gK6y/(-6y + l/gsy)

7,9-0,1

0,06-8,5- 100

gK6lg9t(I+Pl)

0,6- (8,5 + 25) 0,1-0,04 + 0.62/(8,5 + 25)

= 2,7,

0,008-0,015-26

= 2,82.

Поскольку возрастание обоих коэффициентов нестабильности получилось практически равным, то и общая нестабильность по входному напряжению возрастет примерно в три раза, т. е. не превысит заданной величины.

Рассчитаем максимальный перегрев р- -перехода силового транзистора по отношению к корпусу: Д/пк = /t.ikPk = 70-1,2 = 84° С.

Следовательно, максимальная температура корпуса стабилизатора, на котором укреплен силовой транзистор, t = t - At = 160-84 = 66° С.

Глава XI

Стабилизаторы, работающие в ключевом режиме

§ 11.1. Работа транзисторов в ключевом режиме

Рассмотрим особенности работы транзисторов в импульсном (ключевом) режиме. Связано это с тем, что именно особенности транзистора, используемого как ключ, накладывают основные ограничения на выбор параметров схемы стабилизаторов и определяют ее возможности.

При работе в ключевом режиме транзистор большую часть времени находится в двух состояниях: насыщения и отсечки.

Определить эти состояния можно с помощью схемы рис. 11.1, а. На базу транзистора, включенного в цепь источника Е последовательно с омической нагрузкой, подаются коммутирующие импульсы пря-


Рис. 11.1

моугольной формы с амплитудой /д. В отсутствие импульсов транзистор закрыт, это соответствует рабочей точке / на характеристиках рис. 11.1, б. Такое состояние отсечки тока характерно тем, что ток транзистора мал и почти все напряжение источника Е приложено к промежутку коллектор-эмиттер транзистора.

Если амплитуда коммутирующего импульса удовлетворяет условию

/б>/б5, (И-1)

то с его появлением рабочая точка займет на характеристиках положение 2. Транзистор перейдет в состояние насыщения, ток коллектора при этом ограничен внешним сопротивлением, падение напряжения на транзисторе мало, а напряжение источника Е практически полностью приложено к нагрузке.

Характеристики транзистора в ключевом режиме (рис. 11.2) представляют двумя кривыми: первая из них соответствует открытому транзистору, а ее наклонный участок - состоянию насыщения; вторая кривая - закрытому транзистору и имеет очень малый наклон



до напряжения пробоя. Рабочими участками характеристики являются наклонный участок кривой / и пологий участок кривой 2. Область, заключенную между этими двумя кривыми, называют активной областью транзистора. В пределах этой области ток базы обладает управляющим действием.

И в состоянии насыщения и в состоянии отсечки мощность, выделяющаяся в транзисторе, мала, так как рабочая точка находится вне активной области. В активную область /5 рабочая точка попадает лишь в про-

цессе переключения. Но поскольку он весьма кратковремен, энергия, выделяющаяся в транзисторе за время переключения, также мала. Однако

-3 эти небольшие потери энергии и опре-

С1,з деляют выбор транзистора для сило-Рис. 11.2 вой цепи импульсного стабилизатора.

Для последующего подсчета потерь в транзисторе найдем длительность нарастания тока коллектора (время включения) и длительность спада тока коллектора (время отключения) транзистора.

Начнем с выбора модели транзистора. Ранее, при расчете дифференциальных показателей линейных стабилизаторов, для представления транзистора, работающего в линейном режиме, была использована упрощенная модель, вытекающая из схемы Джиаколетто.


/эо, /ко. проводимости г/й^ последующих выкладках

0-1=)-

-0 A

5

Л, Cr

Если убрать из нее генераторы токов и gKs - элементы, влиянием которых в будем пренебрегать, то она примет вид рис. П.З, а.

Поскольку характеристики транзистора-ключа являются границами активной области, то при введении в схему рис. П.З, а ограничителей, можно использовать ее для представления транзистора, работающего в режиме переключения. Ограничителями служат идеальные диоды Лх и Дз- Первый из них

отражает запирание эмиттерного перехода, т. е. отсечку тока коллектора, а второй - отпирание коллекторного перехода, т. е. насыщение транзистора. Сопротивление насыщенного транзистора /- , падением напряжения на котором при работе в активной области пренебрегали, вновь включено в схему, так как в режиме насыщения только оно и определяет напряжение f/s-

Пусть в цепи базы протекает постоянный ток = Если ток р/ меньше величины £кэ/(к + О. то на диоде Да источником коллекторного напряжения Е^ создается запирающее напря-

11.3

Л

я<ение и ток в коллекторной цепи равен р/. Транзистор находится в активном режиме. Если же ток р/,. больше, чем EJ{R -\- л„), то на диоде Да напряжение равно нулю и ток во внешней коллекторной нагрузке равен току насыщения:

/к = £кэ/(/к+ /-,). (И-2)

а падение напряжения эмиттер-коллектор = /khi- Избыток тока источника по сравнению с током /к„ протекает через открывшийся диод Да-

Приведенные на рис. П.З, б направления полных токов базы и коллектора соответствуют транзистору типа п-р-п. Если желательно, чтобы направления полных токов и приращений совпадали и для транзистора типа р-п-р, то полярность диодов Д^, До и направление тока ir должны быть с/ изменены на противоположные. Соответственно изменится и направление тока, создаваемого генератором PfV-

В более сложных моделях транзисто- . ров-ключей основные моменты, свой-ственные рассмотренной, относительно (jj простой схеме, сохраняются. В них прежде всего учитывается зависимость коэффициента усиления по току транзистора Р от напряжения t/s. а также зависимость сопротивлений Гб, Гбэ и Г;, от тока коллектора.

В наиболее сложных схемах, пригод- §j ных лишь для машинных расчетов, вводят до пяти различных значений р. Из них в нашей схеме фигурируют только два: коэффициент усиления по току для малых сигналов р и коэффициент усиления перепадов постоянного тока Bq. работу транзистора в активной области, щения. В дальнейшем для простоты принято р = Bq.

Перейдем теперь к определению времени включения и времени выключения транзистора на основе описанной модели. Пусть транзистор управляется прямоугольными импульсами тока со значениями положительных (открывающих) амплитуд /б+ и отрицательных (запирающих) /б- (рис. 11.4, а). При включении ток базы транзистора нарастает скачком от нулевого значения до величины /б+. Управляющий ток меняется в тех же пределах, но плавно, в соответствии с нарастанием напряжения на внутренней базе Б':


Рис. 11.4

Первый из них определяет а второй - в режиме насы-

(11.3)

Здесь т, = Cj/g-g - постоянная времени транзистора при управлении им импульсами тока.



прп управлении транзистором от источника напряжения постоянная времени транзистора будет меньше < = CJ{g,-\- \/г^). Поскольку ири перекл10чен1Н1 транз11Стора в цепь его базы включают ограничительные сопротивления, генератор управляющих импульсов практически всегда становится источником тока.

Ток коллектора транзистора также начинает нарастать, следуя за изменениями тока jV (рис. 11.4, б):

[\\Л)

а напряжение на коллекторе из-за падения напряжения на внешней нагрузке уменьшается (рис. 11.4, б). Когда напряжение и^, будет равным (Уки. напряжение на диоде станет равным нулю и при дальнейшем увеличении тока PjV Дпод Д, откроется. Из-за этого ток нагрузки перестанет следовать за током PiV и транзистор окажется в режиме насыщения.

Обычно ток базы /5+ выбирается ббльшим тока /кн/Р- На рис. 11.1, б ток /кн/Р = /б5- Кратностью включающего тока базы называют отношение

1= P/б+ кн

(11.5)

(11.6)

(11.7)

Если /g+ есть /б7, то = hi/hb-

Таким образом, в процессе нарастания ток коллектора открываю- , щегося транзистора стремится к величине р/б+, но при достижении значения / его нарастание заканчивается, так как нагрузка транзистора ограничивает его дальнейший рост (рис. 11.4, б). Поскольку за время включения Т^ ток достигает величины / и =/б+(РДх). то, подставив t - 7 кл и i = h в (11.4) и решив полученное уравнение, найдем

Чем больше кратность включающего тока, тем быстрее включается транзистор. Однако при больших кратностях включающего тока замедляется выключение транзистора, а также в некоторых схемах могут . возникать догюлнительные броски тока при коммутации. При отключении транзистора (/ > /.2) ток базы меняется скачком от значения /б+ до значения /д . Управляющий ток при этом спадает по закону

т. е. плавно уменьшается, начиная от значения /5+ и стремясь к значению I В начале процесса отключения, пока ток ir больше, чем ток /н/Р транзистор все еще находится в состоянии насыщения и ток его коллектора остается практически равным / . Только когда ток станет меньше величины /и/Р = /б+/ь напряжение на коллекторе станет I больше (У,( , диод Д, запрется, транзистор окажется в активном режиме и ток коллектора начнет уменьшаться, следуя за управляющим током iV- Этот процесс спада тока транзистора на рис. 11.4, б занимает ин-тсргпл Гу.

На интервале Г2 происходит рассасывание заряда неосновных носителей в базе транзистора. Определить время рассасывания легко из условия

/д,е- -т-/д (1 -е--)==/к„/Р, (П.8)

что дает

Г2 - Гр = 3 - 2 = 1п т + + 2)]-

(11.9)

Здесь ki = /б-Р/кн - кратность выключающего тока базы.

Спад токов ir и продолжается до тех пор, пока управляющий ток ir остается больше нуля. По достижении током ir нулевого значения эмиттерный переход (диод Д^ на эквивалентной схеме) запирается и транзистор оказывается в режиме отсечки.

Время спада коллекторного тока найдем из условия ir{t = О, что дает

r3 = re = THn[(A;2-f 1)/Ы (11.10)

Полное время отключения транзистора равно сумме времени рассасывания неосновных носителей и времени спада:

Т^откл = Т^р + Т,п = -г. In [(2 + kVkil (11.11)

Импульс напряжения, получившийся на внешней омической нагрузке транзистора, не повторяет по своей форме импульсы базового тока, а соответствует току коллектора. Отличие заметно не только в крутизне фронтов спада и нарастания, но и в длительности импульсов. Импульс коллекторного тока на время Гр длиннее отпирающего импульса базового тока. Соответственно интервал между импульсами коллекторного тока на время рассасывания меньше, чем длительность запирающих транзистор импульсов базового тока.

Увеличение кратности включающего тока уменьшает время включения транзистора, но вместе с тем приводит к росту времени рассасывания заряда неосновных носителей в базе. Оно благоприятно сказывается на уменьшении времени рассасывания и спада коллекторного тока.

В том случае, когда основной интерес представляет получение импульсов коллекторного тока с крутыми фронтами, выбирают кратность включающих и кратность выключающих импульсов базового тока равными и значительно большими единицы. У ряда транзисторов, например у ГТ905, малое сопротивление промежутка коллектор- эмиттер получается при кратности включающего тока, большей десяти.

Для уверенного и глубокого насыщения транзистора-ключа управляющее напряжение и сопротивление резистора в цепи базы выбирается таким, что амплитуда базового тока получается в раз большей того, значения, которое обеспечивает переход транзистора в состояние насыщения при заданном значении тока коллектора и минимальном значении коэффициента усиления по току транзистора. Пусть ток коллектора, который должен пропустить насыщенный транзистор, равен /кн. Тогда амплитуда импульса базового тока должна быть равна /бт = 1/кн/Р.шп.

8 А. и. Иванов-Цыганов



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 [ 37 ] 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51

© ООО "Карат-Авто", 2001 – 2018
Разработчик – Евгений Андрианов