Для уменьшения воздействия скачков тока нагрузки иа стабилизатор, т. е. гашения переходных процессов, на выход стабилизаторов ставят конденсатор с весьма значительной емкостью. В некоторых случаях стабилизатор, как и всякая система с обратной связью, может самовозбуждаться. При самовозбуждении на выходе стабилизатора без видимой причины возникают колебания напряжения. Гашение этих колебаний в ряде случаев можно достигнуть увеличением емкости конденсатора. Однако чаще для устранения самовозбуждения в схему усилителя включают специальные успокаивающие /?С-цепочки. Величины сопротивлений резисторов и емкостей конденсаторов этих цепочек подбирают таким образом, чтобы стабилизатор не только был устойчив, но и имел удовлетворительный переходный процесс. Поэтому их чаще называют корректирующими цепочками. Таким корректирующим конденсатором является Cj на рис. 10.24.

Для анализа переходных процессов стабилизатор удобно заменить эквивалентной схемой (рис. 10.25, а), содержащей источник напряжения и, выходное сопротивление ( Zebix и конденсатор, шунтирую-lAIfffpl щий выход стабилизатора С„. i-L Если единственным дестаби-

лизирующим фактором является приращение тока, то схема может быть упрощена, как по-Рис. 10.25 казано на рис. 10.25, б. На осно-

ве этой эквивалентной схемы может быть найдено из опера-

изменение выходного напряжения торного уравнения

Ш (р)=Д/(р)/[У„, (р)+рС ],

(10.70)

где At/ (р) и А/ (р) - изображения изменений выходного напряжения и тока нагрузки; Квых (р) - операторная выходная проводимость ста-билизатора.

Рассмотрим пример анализа переходных процессов в стабилизаторе. Для этого определим характер процесса установления тока нагрузки в стабилизаторе с последовательным включением силового транзистора (см. рис. 10.13). Статическая выходная проводимость такого стабилизатора [ранее была определена выражением (10.51)]:

Второй вариант приведенной формулы удобен для того, чтобы перейти к операторной выходной проводимости. При этом переходе следует учесть, что проводимость в эквивалентной схеме транзистора силовой цепи шунтирована емкостью Cj, определяющей инерционность транзистора. Ток выходного генератора gUf, в Р раз превышает ту часть входного тока, которая протекает по проводимости g, а часть входного тока, протекающая через емкость Сэ транзистора, не усиливается. Это и учитывается в выражении g, которое при замене g на i/g и'э + рС не должно меняться.

Помимо инерционности транзистора в исследуемой схеме учтем инерционность усилителя. В первом приближении влияние корректирующего конденсатора Q (см. рис. 10.24) на показатели усилителя можно учесть путем введения постоянной времени Ту, пропорциональной емкости конденсатора С], в операторный коэффициент передачи, т. е. принять

k,{p)=kyl{\+px). (10.71)

Подставив г/э (р) вместо g и (р) вместо в равенство (10.51), получим операторную выходную проводимость стабилизатора

Пых (Р) = (1 +арт,) (1 +рТу/)/(1 +рту)(1 -f рт,). (10.72)

Здесь Тт = Сэ (гд + / aJ/n -f (гд -f r)] - постоянная времени транзистора; а = \ \ + gAh + 2y)l/f(l + )§ъ (б + гу) < 1 - коэффициент, =14- NykyN - коэффициент усиления.

Операторное уравнение, описывающее поведение стабилизатора, в данном случае примет вид

Озмх (l+apT,)(l-fpTyA)-fpT,(l-fpT,)(l-f рТу) >

где t(. = С„/Свых - постоянная времени стабилизатора.

Характер переходных процессов определяется корнями характеристического уравнения

(1 +арт.)(1 +рТу/) + ртЛ1 +PTJ (1 +рту) = 0. (10.74)

Проведем анализ в упрощенном варианте, приняв а = 0. Тогда характеристическое уравнение примет вид

1 + р (Xy/k + т,) + рЧ, (т, + Ту) -f рЧ,т,Ту = 0. (10.75)

Оно имеет третью степень комплексной переменной р. Для уравнения третьей степени условия устойчивости, т. е. условия получения корней с отрицательной действительной частью, заключаются в том, чтобы, во-первых, все коэффициенты были положительны и, во-вторых, произведение коэсх|)ициентов, стоящих при переменной р в первой и во второй степенях, было больше произведения коэффициентов, стоящих при переменной р в третьей и нулевой степенях.

Первое условие в данном случае выполняется всегда, а второе

ГсТ.Ту < {Xy/k + X,) т, (Тт + Ту) (10.76)

может нарушаться.

Будем считать, что варьируемыми параметрами являются постоянные времени и Ту и найдем из (10.76) их соотношение, определяющее устойчивость стабилизатора:

т,/т, > (Ту/т,) [1/(1+ Ту/т,) -l/k\. (10.77)

При малой емкости конденсатора С„, шунтирующего выход стабилизатора, условие (10.77) может ие выполняться, так как величина постоянной времени получается малой. Для устойчивости стабили-

i.MTOpa необходимо прп полои<ительиой правой части (10.77) выбрать е\п\ость конденсатора С больше некоторой критической величины.

Можно поступить и иначе. Изменяй емкость конденсатора d, получить такое значение постоянной времени т^, что правая часть (10.77) станет равной нулю или даже отрицательной. В этом случае условие устойчивости будет выполняться при любой емкости конденсатора С„. Функния от1Юшения двух постоянных времени Ту/т , стоящая в правой части (10.77), увеличивается при росте отношения Ту/т. от нуля до Ту/т^ = ]/£ Дальнейший рост отношения Ту/т. приводит к уменьшению правой части и при Ту/г. = k - \ она ста1ювится рав-

ной нулю. При Ту/т, > /г - 1 правая часть отрицательна.

Следовательно, выбор емкости конденсатора по условию

Xy/x, = k~\k (10.78)

приводит к построению стабилизатора, который в рамках принятой модели не возбуждается даже при С„ = 0. Рис. 10.26 Переходный процесс в стаби-

лизаторе при этом может быть как колебательным (кривая 2 на рис. 10.26), так и апериодическим (кривая /). Определив корни характеристического уравнения при наложении условия (10.78), получим

р, = -1/т,: Р2.з = -[1 zhVl -ix,kfQ/x,2k. (10.79)

Если < 4г.,, то переходный процесс будет колебательным, так как среди корней характеристического уравнения имеются комплексно-сопряженные. Если жет,. > 4т,/г, то все корни - действительные числа и переходный процесс апериодический.

Следовательно, выбрав С„ и С] соответствующим образом, можно получить апериодический переходный процесс в стабилизаторе. При колебательном переходном процессе велики динамические нестабильности. Определение переходных характеристик в процессе проектирования стабилизаторов производится на основе более сложных моделей усилителей.

§ 10.7. Транзисторные фильтры

Благодаря малым габаритам и хорошим характеристикам транзисторные стабилизаторы стали применять вместо гролюзд-ких LC-фильтров для сглаживания пульсаций. Нестабильность по входному напряжению даже у простейшего транзисторного стабилизатора достаточно мала и для напряжения пульсаций он эквивалентен фильтрующей цепочке с очень большим произведением LC.

Если от источника питания не требуется постоянного выходного напряжения, а пульсации должны быть малы, то можно включить и его состав стабилизатор, заг\!еиив в последнем опорный стабилитрон конден-

сатором (рис. 10.27), емкость которого во всей области частот сглажь-ваемых пульсаций обеспечивает малое сопротивление переменным составляющим тока.

Если для лучшего сглаж1шания пульсаций в такой схеме применить усиление в цепи обратной связи, то этот усилитель не обязательно должен быть усилителем постоянного тока. Применение усилителя с переходными конденсаторами между каскадами значительно упрощает их стыковку и позволяет получить с помощью простых схем хорошие показатели.

Недостатком транзисторных фильтров является лишь то, что на его выходе отфильтрованное напряжение и (/) всегда меньше минимального входного напряжения (рис. 10.27, б).

Разница между min = - А^тах и и (О

определяет минимальное напряжение коллектор-база силового транзистора фильтра. Резисторы с проводимостями Gj и С, делят входное напряжение фильтра до величины и с, причем

(10.80)

+ 0-

Ult)

0

ax-t/

кб mill-

Uq = Eq - Дбшах

Конденсатор С, емкость должна быть выбрана из условия

C/(Gi + G2)>r,

которого

(10.81)

где Т - период сглаживаемых пульсаций, обеспечивает на базе малое переменное напряжение

и, [EGi/(Gi + G,)Vn +mC/{Gi + G,)]. p c. io.27

(10.82)

Напряжение на нагрузке и (/) практически повторяет напряжение на базе транзистора и получается с малыми пульсациями, т. е. почти постоянным.

Недостатком ир[шеденной схемы траизисгорного фильтра является то, что конденсатор С должен быть с большой емкостью. Объясняется это малой величиной сопротивления резистора R- = 1/G], падение напряжения на котором примерно е (t) - и (/) и по величине мало. Поэ тому для выполнения неравенства (10.81) и необходима большая емкость конденсатора.

Хорошие показатели имеет транзисторный фильтр, состоящий из двух транзисторов (рис. 10.28, а, б). В нем транзистор Т являясь стабилизатором тока, обеспечивает малые пульсации напряжения на конденсаторе С даже при небольшой разнице в напряжениях Е и и.

Расчет показателей фильтра можно провести по тому же л'стоду, что и показателей стабилизатора. Так, представив базовую цепь стабилизатора (см. рис. 10.27, а) двухполюсшгком, получим эквивалентную схему рис. 10.29, повторяющую по начертанию схему силовой цеш! стабилизатора. Коэффициент (/со) и сопропшле-

мне на основе теоремы об эквивалентном генераторе соответственно равны:

iV,(/a)) = Gi/(Gi+G2+/coC) = lG,/(Gi + G.,)J/(l +ya)C/G,), (10.83j

G,= \/R, = Gx-\-G2. (10.84)

Отношение комплексных амплитуд изменений выходного и входного напряжений определится для данной схемы так же, как и коэффициент нестабильности для схемы стабилизатора, приведенной на рис. 10.11. Поэтому, ~ записав

VkE,E-\-k ,E,

и =£[/:- + ЯэЛ^(/со)], (10.85)

где ki и - коэффициенты нестабильности, определенные ранее -0 выражениями (10.33) и (10.35),

0-1-т

) г,

Рис. 10.28

Рис. 10.29

(10.87)

получим коэффициент сглаживания пульсаций транзисторным фильтром:

= 0--/(0-) = {[1 +Де ,ах/0 + кб/о]-[£1 + ЯэЛ^ (уО))]}-1. (10.86)

Поскольку во всех схемах < 1, то первым слагаемым в последнем сомножителе знаменателя можно пренебречь, что позволяет записать

(Gi-fGa) / 1 + (соС/Оз) Ч Gi[l-f Дe /(7o-/7кб/t/o] Пoлyчeннoe выражение и есть решение поставленной задачи. С его помощью легко установить, что коэффициент сглаживания транзисторного фильтра практически равен коэффициенту сглаживания фильтрующей цепочки, подающей напряжение на базу транзистора.

§ 10.8. Стабилизаторы тока с усилителями

Для питания электровакуумных приборов со стабильным постоянным магнитным полем (ЛБВ), для питания электромагнитов электронного микроскопа и других подобных устройств необходимо стабилизировать ие напряжение на нагрузке, а ток, протекающий через спираль или обмотку электро.магнита.

Изложенные ранее принципы позволяют построить стабилизатор тока с усилителем по схеме рис. 10.30, в которой силовая цепь стабилизатора включена в цепь источника Е последовательно с нагрузкой и эталонным резистором R. Усилитель обратной связи подключен к резистору R и таким образом схема, стабилизируя падение напряжения на эталонном резисторе, стабилизирует ток в нагрузке.

Стабильность тока нагрузки во времени определяется в основном стабильностью сопротивления эталонного резистора и дрейфом усилителя. При изменении входного напряжения Е суммарное напряжение на нагрузке и эталонном рези-

сторе изменится на

Ш^кЕЕ, (10.88)

где kE\ определяется (10.52) как для стабилизатора напряжения.

Рис. 10.30

5 10 Рис. 10.31

15 V,s,B

Для рассматриваемого стабилизатора тока = RJ{R + /? ) и Д(7 = MJRJiRi + R), что после подстановки в (10.88) дает

= А/ /? kExMRjRNyky.

(10.89)

Это соотношение позволяет определить нестабильность тока нагрузки по входному напряжению:

MjAE--=kEiJRNyky,

(10.90)

которая тем больше, чем меньше сопротивление резистора R. Поэтому сопротивление эталонного резистора и приходится выбирать сравнимым с сопротивлением нагрузки, что ухудшает к. п. д. стабилизатора.

Для определения выходного сопротивления составляют уравнения для контурных токов Д/ и Д/к , из них находят Д(У/Д/ - -Rbwx-Напряжение Д^ следует считать при этом равным нулю. Вычисления, подобные проводимым раньше, дают

(\+kyNy)R,.

(10.91)

Для получения большого выходного сопротивления, свойственного стабилизатору тока, величину NykyR необходимо выбирать как можно большей.