Главная  Электроустройства и узлы радиосистем на постоянном токе 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 [ 34 ] 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51

Определив из этой системы ток Д/ , получим

Д/ = (Д£, - AU) i( + 6 + /3)[gK3 + (i + P)g6Kl ,

э + б + /э + l/gK6 + l/gKS

gs [deta]

P-/?. [gK9 + (l+P)gK6] /?9+l/gK9

gK3gK6 [deta] gg [deta]

Здесь [deta] обозначает детерминант решаемой системы: [detj] = (э + 1/gK.) [(б + Пэ) (g.+gK6)+1]

(10.39)

g3gK6

I /?э (l+P)(6 + f3+l/gK6)

(10.40)

в решении (10.39), дающем соотношение всех дестабилизирующих факторов и вызываемых ими нестабнльностей, коэффициент, стоящий при AU, является выходной проводимостью стабилизатора. Упростив его, используя малость и б Р > 1, можем записать

G Sk, l+J.g[l+(l+P)gK6/gKl .,пип

Даже в упрощенном виде выражение для выходной проводимости сложно для анализа. Поэтому положим сопротивление эталонного резистора равным нулю. Тогда

Свых = Срь,хт= ё^кэ/[1 +(б + /э)§э] кэ- (10.42)

Таким образом, выходная проводимость стабилизатора тока при = О получается равной выходной проводимости силового транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером. Эта проводимость невелика, и транзистор уже сам по себе неплохой стабилизатор тока, что видно из его выходных характеристик. Теперь положим R - оо, тогда

Слыхкб- (10.43)

Следовательно, при сильной обратной связи по току, которую создает резистор R, выходная проводимость стабилизатора равна выходной проводимости силового транзистора, включенного по схеме с общей базой. Она значительно меньше проводимости э. и стабилизирующие свойства схемы при большом R становятся лучше. Для того чтобы выходная проводимость стабилизатора тока лишь немного превышала проводимость gg. необходимо выбрать сопротивления резистора R, из условия

R>g,Agg,6i + m- (10.44)

Определим нестабильность тока нагрузки, вызванную изменением входного напряжеиня Е^. Для этого положим в (10.39) АЕ = Д^, = О и AU = Д/ /?, .

Из получившегося уравнения найдем в явной форме

Д/ = А£г/[/?,- + А£гС ,. (10.45)

При малой выходной проводимости стабилизатора нестабильность AIJAEy получается также малой.

При определении нестабильности выходного тока, обусловленной изменениями опорного напряжения и напряжения питания стабилитрона учтем, что сопротивление резистора R всегда выбирают таким, где первый член числителя дроби, являющийся коэффициентом при (NAEi -f NAEs) в (10.39), оказывается намного больше остальных. Это дает право записать (10.39) в виде

AlA+RiJR.u.){N,AE, + N,AE,)/R,. (10.46)

В выкладках [detj принят равным (1 + Р)/?э/(ё'кбё'к9)-Таким образом, нестабильности по напряжению стабилитрона и по напряжению подпитки:

AIJAE,NJR,p\/R AIJAE, NJR, n/[iR + п) R,].

Последняя нестабильность значительно меньше, чем по Е^. Простое выражение для нестабильности по напряжению стабилитрона, которое

(10.47)



Рис. 10.13

получено ранее, четко иллюстрирует принцип работы данного стабилизатора тока. В схеме стабилизируется ток эмиттера транзистора, протекающий по сопротивлению R, а ток коллектора, являющийся током нагрузки, мало отличается от тока эмиттера.

Значения коэффициентов нестабильности, найденные для простейших схем стабилизаторов напряжения и тока, являются не только иллюстрацией метода определения коэффициентов нестабнльностей, но и служат основой для расчета показателей ряда схем. Например, их можно использовать для определения нестабильности по входному напряжению схемы стабилизатора рис. 10.1, а, в которой нет источника Е.. Источник El схемы рис. 10.1, а используется и как источник Е^, и как источник Е2 схемы рис. 10.1,6, поэтому коэффициент нестабильности по £1 для стабилизатора рис. 10.1, а будет равен сумме коэффициентов нестабильности AV/AE и Аи/АЕЛЛя стабилизатора рис. 10.1, б.

Другим примером использования полученных результатов служит нахождение коэффициентов нестабильности для стабилизаторов с усилителями. Проведем расчеты для стабилизатора напряжения. Обоб-1цеииая схема такого стабилизатора (рис. 10.13, а) содержит силовой



транзистор Ту-, усилитель с входным сопротивлением г^у, выходным сопротивлением г,у и коэффициентом усиления k; источник опорного напряжения Яц ; делитель цепи сравнения, состоящий из резисторов Rl и i?2, источник, подпирающий выход усилителя £ .

Напряжение Ядр, включенное на входе усилителя, учитывает как временной, так и тепловой дрейф транзисторов усилителя. Преобразуем цепь сравнения так, как показано на рис. 10.13, б, т. е. введем второй источник напряжения U. Такая замена допустима, так как ток, потребляемый цепью сравнения, много меньше тока нагрузки. Вместе с тем такое преобразование превращает цепь сравнения в отдельное самостоятельное звено, не связанное гальванически с силовой цепью стабилизатора. Во введенной цепи сравнения можно источник U сопротивления Ri и R заменить эквивалентным двухполюсником и тогда она превратится в простейшую одноконтурную (рис. 10.14, а).

Для этой одноконтурной цепи получим

G1 + G2


А^/вх-=(£др + АЯо,0


+ AU

Gi + G2 + gu

Gi + G2 + giy

Рис. 10.14

{E,p + AEJN, + AUNe. (10.48)

Здесь Gi = l/Ri, G, = l/R Sly = l/riy - проводимости, составляющие цепь сравнения. Теперь обратимся к выходной цепи усилителя. Ее тоже с помощью теоремы об эквивалентном генераторе можно представить в виде эквивалентного двухполюсника (рис. 10.14,6). В этой цепи = l/ig2y + Gy); Л^у = g,y/{g,y + G); N, = GJ{g, + G,).

Если полученный двухполюсник совместить с моделирующей схемой транзистора силовой цепи, то по своему начертанию схема получится эквивалентной схеме рис. 10.11,6. Только вместо сопротивления ггэ включено сопротивление г а вместо источника э. д. с. NAE включен источник NykyAU , + Л^уА.

Поэтому можно получить соотношение нестабильностей из (10.29), производя в нем замену г,-, на и NAE на N,.kAU + N,AE +

Поскольку ряд упрощений в окончательных выражениях будет таким же, какие были проведены с коэффициентами в (10.29), то проведем указанную подстановку не в само соотношение (10.29), а в его упрощенный вариант. Используя введенные ранее коэффициенты нестабильности, соотношение (10.29) можно представить в виде

AU AEikEi, - А/,Аыхт + (Л'2А£2 +А/эА£з). (10.29)

где ki, и /?выхт - показатели стабилизатора без усилителя. Выполнив замену, получим

AU AEikEu - А1Лш.г + NAE, + NykyNE. +

+ NykyNaAE , + NykyNeAU-{-NyAE.AU,. (10 49)

Поскольку в правой части в результате подстановки появился член, пропорциональный AL, то выражение (10.49) определяет изменения выходного напряжения в неявной форме.

Соотношение, определяющее AU в явной форме, полученное из (10.59), имеет вид

AEikEir - А/н-вых т+2А£2+ N yky NEp + NykyNAE + уА£ +

\+NykyNe

(10.50)

В этом выражении произведение NykyN характеризует эффективное усиление в цепи обратной связи. Поступая так же, как в (10.31), находим для стабилизатора с усилителем в цепи обратной связи выходное сопротивление

/?в.х = /?выхх/(1+л^>ЛЛс); (10.51)

нестабильность по входному напряжению

kE = kEiJ{l+NykyNey, (10.52)

нестабильность по напряжению источника Е„

kEn = А/,/(1 + NykyNe) 1/(АуЛ/е)! (10.53) нестабильность по дрейфу силового транзистора

ku, = AU/AU, = 1/(1 + NykyNy, (10.54) нестабильность по напряжению питания усилителя

/fe£2 = A2/(l+AyW; (10.55) нестабильность по дрейфу усилителя

kE,p = AU/E,p = NykyNAl+NykyNe)NjNe{Gi + G,yGi, (10.56) и нестабильность по опорному напряжению

kEou = NykyNJil + NykyNe) = (Gi + G,yGi. (10.57)

Первые пять коэффициентов из-за введения усилителя в цепь обратной связи уменьшились весьма существенно, так как величина NykyNe значительно больше единицы. Нестабильность по дрейфу усилителя и опорному напряжению из-за введения делителя напряжения в цепь сравнения получилась больше единицы.

Таким образом, введение усилителя в цепь обратной связи сделало незначительными влияние всех дестабилизирующих факторов, кроме дрейфа нуля усилителя и дрейфа опорного напряжения. Поэтому построение качественного стабилизатора напряжения должно основываться на получении усилителя с малым дрейфом и высокостабильного опорного источника. Аналогичные результаты прп введении усилителя в цепь обратной связи получаются и у стабилизатора тока.

Выкладки для схемы стабилизатора с параллельным включением транзистора (рис. 10.15, а) значительно упростятся, если пренебречь проводимостью §бк. Такое пренебрежение в данном случае допустимо,



так как коллектор транзистора подсоединен к выходу стабилизатора, где изменения напряжения малы. Поэтому большой нестабильности MJ/AE-i из-за проводимости бк здесь не создается.

Применив уже описанные преобразования цепи сравнения (рнс. 10.15, б), находим

I,=AUNj{r+\lg, + R). (10.58)

Источник p/j оказывается в данном случае пропорциональным Д^У, т. е. напряжению на своих выходных зажимах. Поэтому он не может трактоваться как источник тока, а должен быть заменен пассивным

-0-c

-0 +



Рис. 10.15

элементом - сопротивлением или проводимостью. Эта проводимость, эквивалентная коллекторной цепи транзистора,

G, = Nj{r+\lg, + R). (10.59)

Для выходной проводимости стабилизатора на основании эквивалентной схемы можно записать

Свых=ё^К9 + С,+ 1 ?г, (10.60)

а для коэффициента нестабильности по входному напряжению

Ш1АЕх = 1/(Свь,../?г) 1/(1 +Rfi,). (10.61)

Дифференциальные показатели у стабилизатора с параллельным включением силового транзистора практически такие же, как и у стабилизатора с последовательным включением.

§ 10.4. Схемы силовых цепей линейных стабилизаторов

Часто силовую цепь стабилизатора выполняют не на одном, а на нескольких транзисторах. Один подобный пример уже был приведен. Он касался параллельного включения нескольких транзисторов для увеличения тока нагрузки стабилизатора. Другим, часто встречающимся видом многотранзисторной силовой цепи является составной транзистор (рис. 10.16).

Для управления транзисторами силовой цепи от усилителя цепи обратной связи требуется заметная выходная мощность. Если усилитель выполнен на микросхеме, то его выходной ток не превышает нескольких миллиампер. Ток базы силового транзистора может дости-


Рис. 10.16

гать долей ампера. Для сопряжения такого маломощного усилителя II силового транзистора применяют дополнительный транзисторный усилитель тока (рис. 10.16, а), который вместе с основным силовым транзистором и образует составной (сдвоенный) транзистор. При таком соединении не требуется никаких дополнительных деталей. Если подключение одного транзистора не обеспечивает нужного усиления по току, то можно применить строенный составной транзистор (рис. 10.16, б). В последней схеме включены резисторы i?i и R позволяющие более свободно выбирать режимы транзисторов, входящих в составной. Токи эмиттеров Т^, и 7з уже не должны быть равными токам баз 7i и Т^. Это позволяет варьировать режимом транзисторов.

Наиболее часто составные транзисторы используют в тех случаях, когда в качестве транзистора Ti применяется параллельное включение нескольких транзисторов. Транзистор Т^ входящий в составной, можно рассматривать и как оконечный дополнительный каскад усиления усилителя, но объединение его с основным силовым транзистором облегчает расчет.

Так, объединив транзисторы Ту и 2 в один эквивалентный,

получим для элементов его моделирующей схемы [действовать при этом можно так же, как и при выводе (10.20)1 следующие значения:

Гб я Гб2; Р (1 + Pi) (1 + Р2) -1; 1/э2 + (1 + Р2) (/-б! + i/gi);

gK9K3l + 3l(l +Pl)gK6]6l/(l +Hlgb\) ё^кб§кб2 +

+ к,2/(1 +P2)4-gK6i/[(l (1 Ч-Рз)]- (10-62))

в этих формулах параметры без индекса относятся к составному транзистору, а параметры с индексами 1 и 2 - к первому и второму транзисторам соответственно.

В приведенной схеме составной транзистор образован из транзисторов с одним типом электропроводности. Аналогичную схему можно собрать и из транзисторов с разными типами электропроводности (рис. 10.17). Она обладает аналогичными свойствами. Объединив два транзистора в один эквивалентный и рассчитав величины элементов его моделирующей схемы, получим

б = б2; ёкб^ёк&г^ §э^ёэ2

ря р2(1 +pi) [1 +Гб1§к92 + (к,2+§кб1 + б1§кэ2§кб1)/э11;

, (1+Pi) (gK32+gi<6l + 6lgKa2g.<6l) (10.63)

&К9§КЭ2 Г l+r6lgK32 + (gK32 + gK6l + -6lgK32gK6.)/g9r

у эквивалентного транзистора эмиттер совпадает с эмиттером Т„, база с базой Т2, а коллектор с эмиттером 7.



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 [ 34 ] 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51

© ООО "Карат-Авто", 2001 – 2018
Разработчик – Евгений Андрианов