-max

Hmin

rmax

rmtn

Рис. 9.13

Построения, аналогичные рассмотренным, применяют и для расчета показателей схемы стабилизации при больших изменениях тока нагрузки и напряжения питания стабилизатора.

Суммарная нестабильность (максимальная) выходного напряжения определится в этом случае двумя крайними положениями рабочей точки на характеристике стабилитрона.

Наименьшее выходное напряжение будет при наименьшем входном напряжении и наибольшем токе нагрузки. Если меняется и сопротивление гасящего резистора R, то минимуму выходного напряжения

будет соответствовать прямая, полученная при /?гтах- Построение, проведенное для этого режима ( рис. 9.13), дает рабочую точку а, определяющую левую границу рабочего участка характеристики стабилитрона.

Наибольшее напряжение на выходе получится при максимальном входном напряжении, минимальном токе нагрузки и минимальном сопротивлении резистора. Соответствующая максимальному режиму рабочая точка 6 определяет правую границу рабочего участка характеристики стабилитрона.

Нестабильность выходного напряжения схемы при заданных максимальных и минимальных значениях £, 1 и R не выходит за пределы Lmax - Lmin И, слсдоватслЬНО, суммарная, относитсльная нестабильность стабилизированного напряжения определяется коэффициентом

2 = (max-f/min)/(f/max + fmin). (9.26)

Коэффициент полезного действия простой схемы стабилизации Л = = / f/[(/H +/ ) Щ (9.27)

получается небольшим, порядка .20-30%, что объясняется значительными потерями мощности в гасящем резисторе и самом стабилитроне. Поэтому простую схему со стабилитроном применяют- для стабилизации напряжения на нагрузках, потребляющих малую мощгюсть.

§ 9.5. Схемы стабилизации на стабилитронах

Рассмотренная ранее основная схема стабилизатора, содержащая гасящий резистор и стабилитрон, является самой распространенной, но не единственной. Из однокаскадных схем рассмотрим схему с температурной компенсацией.

Схема с температурной компенсацией содержит один или несколько термокомпенсирующих полупроводниковых диодов, которые смещены в прямом направлении и включены последовательно с основным стабилитроном (рис. 9.14). У открытых р-п-переходов температурный коэф-

фициент напряжения отрицателен, поэтому такой способ пригоден для компенсации температурного ухода напряжения у стабилитронов с положительным коэффициентом напряжения..

В качестве термокомпенсирующих диодов могут быть выбраны как стабилитроны, так и выпрямительные диоды. У последних температурный коэффициент напряжения несколько больше, чем у стабилитронов, что в некоторых случаях важно. Подбор диодов должен производиться так, чтобы их температурный уход напряжения был по возможности равен уходу напряжения самого стабилитрона.

Для стабилитронов с напряжением стабилизации больше 7 В температурный коэффициент напряжения (прямого и обратного) практически не зависит от тока (рис. 9.15), поэтому схема термокомпенсацни сохраняет свои показатели в широком диапазоне стабилизируемых токов.

У стабилитронов с меньшим напряжением стабилизации температурный уход напряжения нелинейно зависит от тока (рис. 9.16), что требует аналогичной нелинейности температурной - зависимости для компенсирующих элементов. Подбор такой зависимости кропотлив и- сложен, поэтому у схем компенсации с подобным стабилитроном не удается получить хороших показателей.

При термокомпенсации важна и. внешняя тепловая переходная характеристика диода, которая представляет собой зависимость ухода

напряжения на диоде от времени

Рис. 9.14

uUmB

250 200

150 100

50 О

50 100

при скачкообразном изменении внешней температуры. Внешняя тепловая переходная характери-

она

AU,mB 100

100

Рис. 9.15

Рис. 9.16

определяется не только конструкцией диода, способом его крепления, но и условиями теплообмена.. У стабилитрона и термокомпенсирующих диодов переходные характеристики (тепловые постоянные времени) должны lio возможности совпадать, иначе при изменении температуры в переходном режиме термокомпенсация не будет удовлетворительна.

Включение термокомпенсирующих диодов в схему стабилизации отражается на ее показателях. Внутреннее сопротивление термоком-

пенсированного стабилитрона rs увеличивается по сравненшо с г,-одного стабилитрона, причем

(9.28)

где г/тк-дифференциальное внутреннее сопротивление последовательно включенных термокомпенсирующих диодов. Удобно применять стабилитроны с внутренней термокомпенсацией, представляющие собой два /г-р-перехода, включенных навстречу друг

другу, и образованных на одном кристалле. Их характеристика симметрична (рис. 9.17).

В другой схеме стабилизатора с термокомпенсацией (рис. 9.18) источник Е^. создает дополнительную подпитку компенсирующих диодов, что, во-первых, уменьшает их сопротивление и, во-вторых, позволяет подобрать такой ток, при котором их температурный уход напряжения кратен температурному.уходу напряжения основного стабилитрона, что дает возможность достичь полной компенсации.

Непостоянство напряжения £3 вносит в выходное напряжение дополнительную нестабильность, которая оценивается коэффициентом £2- Чтобы нестабильность была мала, сопротивление резистора должно быть значительно больше внутреннего сопротивления компенсирующих диодов, а это повышает расход мощности и, следовательно, снижает к. п. д. стабилизатора.

Рис. 9.17

Рис. 9.18

Рис. 9.19

Для получения лучшей стабильности, при больших изменениях входного напряжения стабилизатора применяют двухкаскадные схемы (рис. 9.19). Первый каскад образован резистором R и последовательно соединенными стабилитронами Д^, Д2, Второй каскад состоит из гасящего резистора R стабилитрона Дз и термокомпенсирующих диодов Д4 и Дз.

Коэффициент нестабильности каскадного соединения практически равен произведению коэффициентов нестабильности отдельных каскадов, а выходное сопротивление равно выходному сопротивлению последнего каскада. Первое положение основано на том, что подсоединение звена R2, Дз практически не сказывается на показателях первого

каскада, так как его выходное сопротивление много меньше сопротивления резистора /?2- Потери мощности в двухкаскадной схеме значительно больше, чем в однокаскадной, поэтому она применяется весьма редко.

§ 9.6. Достижимый коэффициент нестабильности схем на стабилитронах

На основании приведенных формул для расчета нестабильности выходного напряжения складывается впе'чатленне, что эта нестабильность может быть сделана сколь угодно малой, если увеличивать сопротивление гасящего резистора R (см. рис. 9.8). Однако оно обманчиво, так как с ростом сопротмления для получения того же тока стабилитрона необходимо увеличить напряжение питания Е. Напряжение питания при увеличении обычно не меняет свою относительную нестабильность АЕ/Е, что вызывает рост А£. Поэтому даже при очень малом коэффициенте нестабильности изменения выходного напряжения- получаются заметными.

Правильный вывод о максимально достижимой нестабильности стабилизированного стабилитроном напряжения можно сделать, рассматривая относительный коэффициент нестабильности:

kEo..-kEElV riEl{R,V).

Напряжение, подводимое ко входу стабилизатора, E = {K-yh)R, + U,

R = (E-U)I{I + U). .

(9.29)

(9.30) (9.31)

Здесь /ц - ток нагрузки, а /<. - ток стабилитрона.

Подставив это соотношение в формулу для отн. после несложных преобразований получим

kEo.. [п (/ + /c)/t/]/[l - и/Е]. (9.32)

С ростом напряжения Е знаменатель этого выражения будет стремиться к единице, а коэффициент нестабильности - к минимуму. Это минимальное значение и есть.предел, достигаемый в такой схеме стабилизации:

liL + hVU. (9.33)

Таким образом, минимальная нестабильность выходного напряжения стабилизатора у простой схемы стабилизации

AUruin = niI -hh)AE/E. (9.34)

Реально достижимая нестабильность всегда больше:

Ш^ ,.= Шт1п/[1-и/Е].

(9.35)

Если напряжение питания в два раза больше напряжения стабилитрона, то достигнутая нестабильность в два раза хуже минимальной.

Глава X.

Линейные стабилизаторы с обратной связью

§ 10.1. Определение режима работы транзисторов

В схемах стабилизаторов в наиболее тяжелых условиях работают транзисторы, входящие в силовую цень. Тяжелые условия связаны с тем, что, во-первых, именно в этих элементах гасится избыток мощности источника по отношению к мощности, потребляемой нагрузкой, и, во-вторых, их режиму работы свойственно большое непостоянство падения напряжения и тока. Все остальные элементы схемы стабилизатора могут в принципе питаться от уже застабилизи-рованного напряжения, а протекающий по ним ток невелик. Поэтому к выбору и определению режима транзистора, входящего в силовую цепь стабилизатора, следует подходить особенно тщательно.

Г -0-

if -

-941

0

Е +

+ 0-

Рис. 10.1

Расчет любой сложной схемы стабилизатора содержит среди прочих два отличающихся по своей методике этапа. Один из них заключается в том, что на характеристиках нелинейного элемента (силового транзистора) находится та область, в которой перемещается рабочая точка (расчет режима). В данном случае широко применяют графические методы решения. Когда эта область найдена, можно с той или иной степенью приближения заменить нелинейный элемент линейной схемой замещения. Другой этап расчета заключается в том, что на основе выбранной схемы замещения рассчитывают соотношения между изменениями выходного напряжения и приращениями дестабилизирующих факторов. Тут основное применение находят методы расчета линейных электрических цепей.

Из расчета режима можно получить сведения о диапазоне изменения напряжений и токов, в которых стабилизатор обеспечивает требуемую стабильность, а также о тепловом режиме самого элемента, что важно для обеспечения его целостности. Проведем графический расчет режима силовой цепи для простейших схем с последовательным включением транзистора (рис. 10.1, а, 6).

Нестабильность входного напряжения удобно задать двумя нагрузочными характеристиками источника Ех, соответствующими, допу-

стим, максимальному £.~тах и минимальному £.niin значениям подводимого к выпрямителю переменного напряжения (рис. 10.2, а). Напряжение коллектор - эмиттер силового транзистора Ту (см. рис. 10,1) равно разности между входными напряжением Е^ и стабилизированным напряжением V. Взяв характеристики транзистора, в данном случае зависимость тока коллектора от напряжения коллектор - база при параметре /д, и отложив влево от нулевой точки напряжение V (его можно считать в первом приближении постоянным), проведем прямую ON (рис. 10.2, 6). От этой прямой

Рис. 10.2

отложим вправо напряжение Еу, считая ток выпрямителя 1 равным сумме коллекторного тока и тока 1, потребляемого стабилитроном:

/в = /к + /с (10.1)

для схемьГрис. 10.1, а и коллекторному току для схемы рис. 10.1, 6,

Выполненное построение привело к наложению выходной характеристики источника El на характеристики транзистора, причем оси первой смещены влево на (У и вниз на 7. Так как ток стабилитрона обычно мал, то приближенно он может считаться нулевым.

Если провести две горизонтальные прямые, соответствующие токам / тах И /цтш (ток нагрузки практически равен току коллектора), то можно определить область (она заштрихована на рис. 10.2, б), в которой перемещается рабочая точка при изменениях входного напряжения и тока нагрузки. На основе приведенного построения можно сделать следующие выводы:

1) получить заданное напряжение V можно и при меньшем напряжении источника El, так как перемещение рабочей области влево еще не приводит к попаданию в нее участка характеристик транзистора, соответствующего насыщению, и он будет работать в.активной области;

2) хотя правый верхний угол рабочей области и не выходит, за пределы, ограничиваемые допустимой мощностью рассеяния на коллекторе, запас по мощности мал. Смеш.ение влево рабочей области повы-