Главная  Электроустройства и узлы радиосистем на постоянном токе 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 [ 26 ] 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51

Копдсисатор с большой емкостью, разряжаясь постоянным током /о в тсчеппе интервала О, теряет меньшую часть своего заряда, чем конденсатор с малой емкостью, и спад напряжения на нем меньше. Это подтверждается двумя кривыми на рис. 7.18 длят/Т = 1 и т/Т=0,03 Так как при расчете регулировочной характеристики было принято г/У? = 0,1, т. е. постоянной величине, то следует считать, что изменение постоянной времени зарядки т достигается только за счет изменения емкости конденсатора С.

to. Е

0,в 0J 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0.1


0,2 0,4 0,6 Рис. 7.17

Рис. 7.18

Определим теперь действующее значение тока вентиля. Ток вентиля отличен от нуля только в течение интервала О <; / < Г - е при периоде 27 (см. рис. 7.16, б). Поэтому имеем

Ш = 0,7071,D

(7.57)

Отсюда мощность потерь в диоде

Р, = £ ор/о (Г - б)/(2Г) + rjl (7.58)

Действующее значение тока во вторичной обмотке трансформатора для мостовой схемы выпрямителя в ]/2 раз больше, чем тока вентиля, ибо она пропускает через себя импульсы токов двух групп вентилей (см. рис. 7.16, г), т. е. 1 = fD (О/Т).

Пульсации напряжения на выходном конденсаторе выпрямителя определяются перепадом напряжения, который происходит во время его разрядки

knu = (0 - Ег)/{2Ео) - /оге/(2£от) =

(7.59)

Заканчивая вывод расчетных соотношений лля схемы выпрямителя, найдем выходное сопротивление схемы. Поскольку выходное сопротивление определяет спадание выпрямленного напряжения с ростом тока нагрузки, то его легко определить из (7.55):

R..u-=rDd/T). (7.60)

Из полученного соотношения не следует, что выходное сопротивление выпрямителя прямо пропорционально сопротивлению фазы г, так как функция D (в/Т) зависит от параметра т/Т, который в свою очередь зависит от сопротивления фазы. При стремлении г к нулю рыходное сопротивление стремится к пределу:

пьат1 = б7(2ГС), (7.61)

ЧТО свидетельствует о его зависимости от величины емкости выходного конденсатора выпрямителя.

Требуемая для выпрямителя габаритная мощность трансформатора в наше.м случае (для мостовой схемы)

УЛ,р = УЛ., = hE = / D (б/Г) Е Y{T-B)/T, (7.62)

где Е Y{Т - б)/Г - действующее напряжение на вторичной обмотке трансформатора.

§ 7.8. Коммутационные процессы в выпрямителях напряжения прямоугольной формы

Полученные ранее соотношения, определяющие токи и напряжения в схеме выпрямителя при прямоугольной форме переменного напряжения, не учитывают инерционности полупроводниковых диодов и, следовательно, пригодны только тогда, когда постоянная времени выпрямительных диодов меньше времени смены полярности (длительности фронта) выпрямленного напряжения.

Современные малоинерционные полупроводниковые диоды имеют постоянную времени порядка 1 мкс. Если принять длительность фронта переменного напряжения равной 5% от длительности периода, то получим граничную (для учета инерционности) частоту около 10 кГц. Обычные выпрямительные диоды имеют постоянную времени, равную нескольким десяткам микросекунд. Поэтому в схемах с такими диодами при частотах выпрямляемого напряжения даже в несколько килогерц необходимо учитывать инерционность диодов при переключении, т. е. процессы коммутации.

При подаче прямого напряжения на полупроводниковый диод его ток приобретает установившееся значение 1 р не сразу, а спустя некоторое время, необходимое для изменения концентрации неосновных носителей заряда в базовой области диода.

Аналогичная картина получается и прн подаче обратного напряжения, когда ток диода становится малым лишь после рассасывания заряда неосновных носителей из базовой области. В течение процесса рассасывания диод обладает хорошей электропроводностью и через него протекает заметный обратный ток.

Кратковременные, но большие обратные токи увеличивают мощность потерь в диодах. Помимо этого, обратные токи запирающихся Диодов приводят к повышению напряжения пульсации выпрямителя и снижению выпрямленного напряжения.

Модель полупроводникового диода, в которой учтены его инер-Дионность и нелинейность (рис. 7.19, а), содержит два сопротивления



II емкость (рис. 7.19,6). Емкость диода (диффузионная и барьерная) зависит от напряжения на п-р-переходе, т. е. является нелинейной емкостью.

Сопротивление р-/2-перехода г„ также является нелинейным. Зависимость протекающего по нему тока от напряжения на р-л-переходе U хорошо аппроксимируется следующим выражением:

= /обр(е / -1), (7.63)

где /обр - обратный ток перехода; Uq - масштабный коэффициент.

Соп|зотивление толщины базовой области диода г^, как и г„, нелинейно. Эффективная толщина базы меняется с изменением тока диода.

Сопротивления г„ и rg в данной модели обусловливают статическую характеристику диода. В динамике из-за шунтирующей р-п-переход емкости С падение напряжения на диоде сильно отличается от статического, так же как н омический

к

i и

Рис. 7.19

ТОК /?-/1-перехода i отличается от тока диода.

Недостатком данной модели является ее сложность. Дифференциальные уравнения, описывающие изменения тока диода в такой модели, решаются только численно. Поэтому расчеты коммутационных процессов, протекающих в полупроводниковых диодах, проводят только на вычислительных машинах.

В приводимых расчетах используется решение, найденное в такой модели прн наложении весьма жестких ограничений, а именно, ток диода спадает во времени по линейному закону. Знание закона изменения тока диода позволяет обойти ряд трудностей, возникающих при решении.

До анализа коммутационных процессов в выпрямителе посмотрим, как будет меняться ток диода в данной модели при его запирании и отпирании. Пусть через диод пропускается ток формы, показанной на рис. 7.20, б. Такой ток можно получить в схеме рис. 7.20, а при включении ключа в позицию / в момент / = О и переброс в позицию 2 в момент t = ty.

В первый момент после включения напряжение на диоде должно возрасти скачком на величину / рГб, а затем по мере зарядки плавно увеличиться до (штриховая линия а - б па рис. 7.20, в). Однако на реальных импульсных диодах в первый момент после включения напряжение оказывается ббльшим Up (сплошная линия на рис. 7.20, в). Это явление для выбранной модели представляется как изменение сопротивления rg, вызванное уменьшением толщины базы. Сначала сопротивление будет относительно большим, а затем по мере накопления неосновных носителей заряда в базовой области уменьшается.

У открытого диода падение напряжения на обычно меньше напряжения U на р-/г-переходе. В момент t = ток диода инверти-

руется на обратный - /- Диод не сразу теряет свои проводящие свойства, поэтому в течение интервала - 4 на нем сохраняется небольшое положительное падение напряжения. В принятой модели при изменении тока диода с пря.мого на обратный сразу меняется полярность напряжения на сопротивлении (скачок на рис. 7.20, в), а затем постепенно происходит разрядка емкости С (штриховая линия с - d). Когда емкость диода разрядилась и напряжение на р-п-пере-ходе и стало равным нулю (/ = /3), начинает постепенно восстанавливаться большое обратное сопротивление м-р-перехода и его отрицательный ток спадает по абсолютной величине до /обр, а напряжение возрастает по абсолютной величине до Еобр г-


Когда напряжение на диоде мало, ток, отдаваемый источником £2, близок к току короткого замыкания / = EJR. Этот обратный для диода ток протекает в цепи в течение всего интервала ti<. t <. /3, называемого интервалом рассасывания заряда неосновных носителей в базовой области диода и обозначаемого Tp . На следующем этапе - восстановления большого обратного сопротивления - по мере уменьшения абсолютной величины тока диода от / до /обр обратное напряжение на диоде возрастает до Е^,- Именно на этом этапе коммутационных процессов в диоде выделяется заметная энергия, так как и ток, протекающий через него, и напряжение на нем велики. Эта энергия сравнима с энергией, выделяющейся в диоде прн прямом токе, даже если длительность этапа восстановления заметно меньше времени нахождения диода под прямым током.

Часто завершение этапа рассасывания неосновных носителей заряда связывают не с моментом /3, а с моментом /о. соответствующим нулю напряжения на диоде. В схеме рис. 7.21, а при линейном уменьшении напряжения е (t), начинающемся в момент / = О с положительных значений, и при R г(, получается линейный спад тока диода на.этапе рассасывания заряда неосновных носителей в его базовой



области (рис. 7.21,6). Пусть напряжение (t) = {\ - t/Ta,), тогда из-за малости падения напряжения на диоде в течение времени' рассасывания получим

f (/) Е,{\- t/TJ/R /пр (1 - Ге ).

(7.64)

Под влиянием емкости диода напряжение на нем станет равным нулю позже, чем пройдет нулевое значение ток диода (рис. 7.21, в). Это запаздывание тем больше, чем больше время жизни неосновных носителей заряда в базовой области диода Тд и чем меньше относительная скорость спада тока 1/Тсп- Таким образом, пока не рассосется заряд неосновных носителей, обратный ток диода нарастает линейно и при инерционном диоде (Тд > 7,) может достичь значительной величины, т. е. получится, что 1- > /цр- После рассасывания заряда неосновных носителей (/ > Тр д) с восстановлением обратного сопротивления диода его обратный ток спадает, а напрялчение на нем приблизится к е (/).

Не углубляясь в методику нахождения величин Трд и приведем решение этой задачи. Так, при токе через диод на этапе рассасывания, заданном (7.64), длительность этапа рассасывания получается равной

для Тд > 7Т<.п н

Тр.д^1,311/Т^пТд

Тр. =.0,31Тд + 1,2Те

для Тд < 7 Тс .

Подставив эти значения Трд в (7.64), найдем

/ - /пр (Гр.д/Т, - 1) = / р (1,31 f - О

/;;, я/ р(0,2 + 0,31Тд/Те ).

(7.65) (7.66)

(7.67) (7.68)

Выражение (7.67) получено для Тд > 7 Те , а (7.68) для Тд < 7 Тс . Закон спадания обратного тока диода на этапе восстановления его обратного сопротивления достаточно сложен. Однако, имея в виду только определение энергии, выделяющейся в диоде на этом этапе, можем положить этот закон экспоненциальным

= -/, е-(-д)Лд.

(7.69)

Наиболее распространенный источник высокочастотного переменного напряжения - транзисторный инвертор - на одних этапах своей работы близок к источнику напряжения, а на других к источнику тока. Соотношения (7.67) и (7.68) справедливы лишь для этапов, где инвертор является источником тока.

Выберем следующую модель источника выпрямляемого напряжения. В случае омической нагрузки или в отсутствие нагрузки на его выходе создается напряжение трапециевидной формы с длительностью фронтов Т (линия АБВГ на рис. 7.22, б). При этом он является источником напряжения с выходным сопротивлением г„. При изменении

нагрузки, связанной с переключением диодов выпрямителя, он становится источником линейно спадающего тока. Такая модель неплохо передает свойства транзисторного инвертора, который прн насыщенных транзисторах (ключах в первичной цепи) является источником напряжения, а при переключении транзисторов во время коммутационных процессов - источником тока.

Итак, пусть при / <в схеме выпрямителя рис. 7.22, а был открыт диод и по нему протекал ток / р. Напряжение на верхней вторичной полуобмотке трансформатора имело положительную по-


Уст

лг а)


Рис. 7.21

лярность (рис. 7.22, б). Напряжение на выходе выпрямителя Uc = на этом Этапе активных процессов

Uc = E2m-Unp-Iupn,. (7.70)

Начиная с t = iy (рис. 7.22, б) напряжение источника должно бы уменьшаться

ед = (1/п)£ Л1-2(/-у/Тф]. (7.71)

Если бы диод Дг отключался мгновенно, то напряжение е^, как и е^, спадало бы по линейному закону (штриховая линия на рис. 7 22, б). Но емкость диода не может разрядиться мгновенно и диод остается открытым в течение времени рассасывания и нри / > t-.

Из-за этого напряжение ei оказывается больше, чем э. д. с. е^, так как ко вторичной полуобмотке прикладывается через открытый диод напряжение с выходного конденсатора С выпрямителя. Это приводит к тому, что источник переходит в другой режим работы.



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 [ 26 ] 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51

© ООО "Карат-Авто", 2001 – 2018
Разработчик – Евгений Андрианов