Семейство прямых, определяемых этим упрощенным уравнением (рис. 11.9), имеет своей огибающей гиперболу

[t/o/£-fl]V/£ = 0,25. (11.34)

Условие для осуществления схемы, требующее расположения крайней точки рабочей области ниже огибающей семейство гиперболы, запишем так:

i О max r/fmin < 0,25, (11.35)

что позволяет определить максимальное значение сопротивления

потерь в силовой цепи импульсного стабилизатора

г < £min/[4/omax (1 + UjEmin)]- (11.36)

Построения границ рабочей области на сег>ействе выходных-регули-

г-е г гТв 2т t

Рис. 11.8

0,0/1 0,08 0,12 oje о,го о^к If-

Рис. 11.9

ровочных характеристик совершенно аналогичны проведенным в предыдущем параграфе. Отметим лишь, что в стабилизаторе, силовая цепь которого имеет параллельный нагрузке дроссель, изменения относительной паузы между открывающими транзистор импульсами Ь/Т должно быть противоположным по знаку изменениям паузы в рассмотренном ранее стабилизаторе с последовательным дросселем.

При возрастании напряжения Е или тока нагрузки параметр регулирования Т/6 должен уменьшаться. При критической индуктивности дросселя ток {t) при f == б становится равным нулю.

Из этого условия, использовав для замены Uq (11.33), находим

L p 0,56 [Е [Т - В)/(1,Т) + г]. (11.37)

При L > ток дросселя практически постоянен и равен /о, а токи транзистора и диода имеют форму прямоугольных импульсов.

Поэтому их средние и действующие значения определяются выражениями (7.18) и (7.19).

Пульсации выходного напряжения в схеме с параллельным включением дросселя легко найти из уравнения разряда конденсатора С. На интервале О <; <; (Т- 6) конденсатор разряжается на сопротивление нагрузки R, напряжение на нем спадает по экспоненциальному закону. Максимальное и минимальное напряжения на выходе связаны соотношением

[/e = f/,e-(-e)/ c (11.38)

что для коэффициента пульсаций дает

К = 0,5 {Ut - Ue)/U, = 0,5 {UM (1 -e-(-e)/RC). (П .39)

Близким к постоянному напряжение на конденсаторе получается при RC [Т - 6), что позволяет представить экспоненту в (11.39) первыми двумя членами ряда и получить более удобное для расчетов выражение

k(T-By(2RC). (11.40)

Коммутационные процессы в этой схеме, так же как и в предыдущей, приводят к перегрузке транзистора в первые моменты после его отпирания. Пока не рассосется заряд неосновных носителей в базе диода, через диод и открывшийся транзистор протекает ток разрядки конденсатора С. Этот ток является для диода обратным, а для транзистора прямым. При инерционном диоде он может достичь больших величин. Разрядка конденсатора С через диод и транзистор на первичный источник Е приводит к увеличению пульсаций выходного напряжения и они могут значительно превышать значение, даваемое (11.40).

§ 11.4. Особенности силовой цепи импульсных стабилизаторов

Применение составных транзисторов в качестве ключей в импульсных стабилизаторах имеет ряд особенностей, связанных с тем, что в насыщенном состоянии у транзистора открыты коллекторный и эмиттерный переходы. Из-за этого напряжение между коллектором и базой насыщенного транзистора имеет полярность, противоположную той, которая существует в активном режиме.

Поясним это, обратившись к рис. 11.10. Глубокое насыщение транзистора, обеспечивающего его малое сопротивление между коллектором и эмиттером, получается при напряжении на базе (Убэ большем, чем напряжение U (рис. 11.10, а). Зависимость падения напряжения (Укэ от тока базы имеет ниспадающий характер и при токе базы, меньшем тока коллектора в р раз, напряжение 11 равно напряжению на базе t/g3 (рис. 11.10, б). Таким образом, при степени насьицения транзистора, равной единице, Uq = 0.

Увеличение степени насыщения приводит к уменьшению падения напряжения U, что выгодно для уменьшения потерь мощности в стабилизаторе. При этом оказывается, что напряжение Uq отрицательно.

в составном транзисторе (рис. 11.10, в) увеличение тока базы Га приводит к росту его тока эмиттера только тогда, когда б'г = f7 6i больше нуля (для транзисторов типа п-р-п). Поэтому мощный транзистор Ту будет отпираться до тех пор, пока его напряжение (76 > >- 0. При f/кб = О ток эмиттера Т^ начнет уменьшаться. Таким образом, в схеме составного транзистора для мощного транзистора автоматически поддерживается степень насыщения,.равная единице.

ю

+ -0

Чтобы сильнее насытить мощный транзистор, прибегают к несколько иным схемам его включения. Так, в схеме рис. 11.11, а в коллекторную цепь мощного транзистора включен дополнительно резистор R с сопротивлением в доли ома. Падение напряжения на нем повышает кэ21 что позволяет глубоко насытить Ту. Общее падение напряжения на силовой цепи [Ту и R) при глубоком насыщении получается меньше, чем и КЗ в схеме рис. 11.10, в.

Однако такой способ приводит к росту потерь мощности в силовой цепи. Свободен от этого недостатка другой способ (рис. 11.11,6), в котором на коллектор Ту

Г, R

подается дополнительное напряжение с части дросселя фильтра стабилизатора L. Ряд особенностей силовой цепи импульсного стабилизатора связан и с обеспечением форсированного запирания силового транзистора.

Для получения малого Гсп необходимо запирать

мощный силовой транзистор отрицательным импульсом тока базы. Однако в составном транзисторе менее мощный транзистор Т^ не может это обеспечить. Поэтому схему составного транзистора-ключа приходится усложнять. Схема, приведенная на рис. 11.12, отличается от других тем, что не требует дополнительного источника питания для создания на базе Ту положительного напряжения запирания. Его здесь заменяет конденсатор С. При открытом силовом

Рис. 11.11